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电力电子技术第二版张兴课后习题答案

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电力电子技术第二版张兴课后习题答案

一、简答题

2.1 晶闸管串入如图所示的电路，试分析开关闭合和关断时电压表的读数。

SVR

题2.1图

在晶闸管有触发脉冲的情况下，S开关闭合，电压表读数接近输入直流电压；当S开关断开时，由于电压表内阻很大，即使晶闸管有出发脉冲，但是流过晶闸管电流低于擎住电流，晶闸管关断，电压表读数近似为0（管子漏电流形成的电阻与电压表内阻的分压值）。

2.2 试说明电力电子器件和信息系统中的电子器件相比，有何不同。

电力电子系统中的电子器件具有较大的耗散功率；通常工作在开关状态；需要专门的驱动电路来控制；需要缓冲和保护电路。

2.3 试比较电流驱动型和电压驱动型器件实现器件通断的原理。

电流驱动型器件通过从控制极注入和抽出电流来实现器件的通断；电压驱动型器件通过在控制极上施加正向控制电压实现器件导通，通过撤除控制电压或施加反向控制电压使器件关断。

2.4 普通二极管从零偏置转为正向偏置时，会出现电压过冲，请解释原因。

导致电压过冲的原因有两个：阻性机制和感性机制。阻性机制是指少数载流子注入的电导调制作用。电导调制使得有效电阻随正向电流的上升而下降，管压降随之降低，因此正向电压在到达峰值电压 UFP 后转为下降，最后稳定在 UF。感性机制是指电流随时间上升在器件内部电感上产生压降，di/dt 越大，峰值电压 UFP 越高。

2.5 试说明功率二极管为什么在正向电流较大时导通压降仍然很低，且在稳态导通时其管压降随电流的大小变化很小。

若流过 PN 结的电流较小，二极管的电阻主要是低掺杂 N-区的欧姆电阻，阻值较高且为常数，因而其管压降随正向电流的上升而增加；当流过 PN 结的电流较大时，注入并积累在低掺杂 N-区的少子空穴浓度将增大，为了维持半导体电中性条件，其多子浓度也相应大幅度增加，导致其电阻率明显下降，即电导率大大增加，该现象称为电导调制效应。 2.6 比较肖特基二极管和普通二极管的反向恢复时间和通流能力。从减小反向过冲电压的角度出发，应选择恢复特性软的二极管还是恢复特性硬的二极管？

肖特基二极管反向恢复时间比普通二极管短，通流能力比普通二极管小。从减少反向过冲电压的角度出发，应选择恢复特性软的二极管。

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2.7 描述晶闸管正常导通的条件。承受正向电压且有门极触发电流。

2.8 维持晶闸管导通的条件是什么？怎样才能使晶闸管由导通变为关断？

晶闸管流过的电流大于维持电流，通过外部电路使晶闸管流过的电流低于维持电流。 2.9 试分析可能出现的晶闸管的非正常导通方式有哪几种。

IG=0时阳极电压达到正向转折电压 Ubo；阳极电压上升率 du/dt 过高；结温过高。 2.10 试解释为什么Power MOSFET的开关频率高于IGBT、GTO。

Power MOSFET 为单极性器件，没有少数载流子存贮效应，反向恢复时间很短。 2.11 从最大容量、开关频率和驱动电路三方面比较SCR、Power MOSFET和IGBT的特性。

最大容量递增顺序为Power MOSFET、IGBT、SCR;开关频率递增顺序为SCR、IGBT、 Power MOSFET；SCR为电流型驱动；而Power MOSFET和IGBT为电压型驱动。

2.12 解释电力电子装置产生过电压的原因。

电力电子装置可能的过电压原因分为外因和内因。外因过电压主要来自雷击和系统中的操作过程等外部原因，如由分闸、合闸等开关操作引起过电压。而内因过电压主要来自电力电子装置内部器件的开关过程。1）换相过电压：晶闸管或与全控型器件反并联的二极管在换相结束后不能立刻恢复阻断，因而有较大的反向电流流过，当恢复了阻断能力时，该反向电流急剧减小，会因线路电感在器件两端感应出过电压；2）关断过电压：全控型器件关断时，正向电流迅速降低而由线路电感在器件两端感应出的过电压。

2.13 在电力电子装置中常用的过电流保护有哪些？

快速熔断器、快速断路器和过电流继电器都是专用的过电流保护装置，还有通过驱动实施保护的电子电路过流保护。

2.14 试分析电力电子器件串并联使用时可能出现什么问题及解决方法。

采用多个功率管串联时，应考虑断态时的均压问题。应在功率管两端并联电阻均衡静态压降，并联 RC 电路均衡动态压降。

采用多个功率管并联时，应考虑功率管间的均流问题。在进行并联使用时，应尽选择同一型号且同一生产批次的产品，使其静态和动态特性均比较接近。其中功率 MOSFET 沟道电阻具备正温度系数，易于并联。

2.15 电力电子器件为什么加装散热器？

与信息系统中的电子器件主要承担信号传输任务不同，电力电子器件处理的功率较大，具有较高的导通电流和阻断电压。由于自身的导通电阻和阻断时的漏电流，电力电子器件要产生较大的耗散功率，往往是电路中主要的发热源。为便于散热，电力电子器件往往具有较大的体积，在使用时一般都要安装散热器，以因损耗造成的温升。

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二、计算题

2.16 在题2.16图中，电源电压有效值为20V，问晶闸管承受的正反向电压最高是多少？考虑安全裕量为2，其额定电压应如何选取？

VT AC10Ω

题2.16图

正反向电压最高是202V，考虑安全裕量，额定电压选取402V

2.17 如图所示，U为正弦交流电u的有效值，VD为二极管，忽略VD的正向压降及反向电流的情况下，说明电路工作原理，画出通过R1的电流波形，并求出交流电压表V和直流电流表A的读数。

VRu 1R2VDAi

题2.17图

当u>0时，VD正向导通，R2被短路，则流过R1电流i1和R2上电流i2分别为：

i1(2U/R1)sintt0,π

i20t0,π当u<0时，VD截止，R1和R2构成串联电路，电流为：

i1=i22Usintt(π,2π)

R1R2R1上电流波形如图所示，

i12UR12UR1R2p 2p wt

因为直流电流表测的是电流的平均值，所以电流表A的指示为i2平均值I2d，

I2d12π2U2U sintd(t)π2πR1R2(R1R2)π3 / 843 / 84

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设i1的有效值为I1，则：

22π2π12U2UI1sintd(t)sintd(t)0π2πR1R1R2

2(R1R2)22R1211UU2R122(R1R2)22R1(R1R2)设电压表V指示有效值为UR1，则：

2(R1R2)22R12UR1I1R1U

2(R1R2)

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一、简答题

3.1 试简述4种基本DC-DC变换器电路构建的基本思路与方法。 1） Buck型DC-DC电压变换器构建的基本思路：

① 构建Buck型DC-DC电压变换器的基本原理电路，输入电压源Ui通过开关管VT与负载RL相串联。开关管VT导通时，输出电压等于输入电压，即uo=Ui；开关管VT断开时，输出电压等于零，即uo=0。输出电压的平均值为Uo=(Ui·ton+0·toff)/T=D·ui,由于D≤1，Uo≤Ui该电路起到了降压变换的基本功能。电路结构和工作模型见下图。

uVTuiuiRLuUoo

② Buck型电压变换电路的输出电压呈方波脉动，为抑制输出电压脉动需要在基本原理电路的输出端两侧并入滤波电容C。电路结构见下图。

VTuiCRuoL

③ 由于Uo≤Ui，开关管VT导通时，电压源将对滤波电容C充电，充电电流很大，相当于输入输出被短路，以至于开关管VT所受的电流应力大大增加而损坏。为了开关管VT导通时的电流应力，可将缓冲电感L串入开关管VT的支路中。电路结构见下图。

LVTuiCRLuo

④ 开关管VT关断时缓冲电感L中电流的突变为0，将感应出过电压，使开关管VT的电压应力大大增加，为此需加入续流二极管VD缓冲电感释放能量提供续流回路。电路结构见下图。

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LVTuiVDCRLuo

2） boost型DC-DC电压变换器构建的基本思路

① 构建boost型DC-DC电压变换器的基本原理电路，输入电流源Ii通过开关管VT与负载RL相并联。开关管VT关断时，输出电流等于输入电流，即io=Ii；开关管VT导通时，输出电流等于零，即io＝0。输出电流的平均值为Io=（0·ton+Ii·toff）/T=(1-D)·Ii,由于1-D≤1，Io≤Ii。该电路起到了降流变换的基本功能。电路结构见下图。

iIiiiIoVTRLio

② boost型电流变换电路的输出电流呈方波脉动，为抑制输出电流脉动，需要在基本原理电路的输出支路中串入滤波电感L。电路结构见下图。

LiiVTRLio

③ 由于Io≤Ii，当的开关管VT断开时，电感L中电流发生突变，将感应出极高的电压，以至于开关管VT所受的电压应力大大增加而损坏。为了开关管VT关断时的电压应力，可将缓冲电容C并入开关管VT的两端。电路结构见下图。

LIiVTCRLIo

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④ 开关管VT导通时缓冲电容两端电压由Uo突变为0，将通过VT迅速放电，放电电流很大，使开关管VT的电流应力大大增加，为此需加入钳位二极管VD，阻止缓冲电容放电。电路结构见下图。

VDLIiVTCRLIo

⑤ 若令变换器电路中的开关管、二极管、电容、电感均为理想无损元件并考虑变换器输入、输出能量的不变性，得uiii＝uoio，则buck型电流变换器在完成降流变换的同时也完成了升压变换。boost型电压变换和buck型电流变换存在功能上的对偶性。由buck型电流变换器电路可以导出boost型电压变换器。变换器电路中开关管的开关频率足够高时，buck型电流变换器电路中的输入电流源支路可以用串联大电感的电压源支路取代。电路结构见下图。

iiLiVDLiouiVTCuo

考虑到上述电路中缓冲电容C的稳压作用以及该电路的电压－电压变换功能，输出滤波电感L是冗余元件，可以省略。缓冲电容的作用变换为输出滤波。电路结构见下图。

iiLiVDiouiVTCRLuo

3） boost-buck型DC-DC电压变换器构建的基本思路

将boost型、buck型变换器电路相互串联并进行适当化简，即可构建boost-buck型变换

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器。boost-buck型DC-DC电压变换器构建的方法：

① 输入级采用boost型电压变换器电路，并将其输出负载省略。输出级则采用buck型电压变换器电路，并将其输入电压源省略。串联boost型电压变换器电路的输出与buck型电压变换器电路的输入。

② 若假设两电路串联后的开关管VT1、VT2为同步斩波开关管，省略冗余元件。根据开关管VT1、VT2导通时，所构成的两个的电流回路拓扑，合并VT1、VT2为VT12，得到一个等效电路。

根据开关管VT1、VT2关断时，所构成的两个的电流回路拓扑，合并VD1、VD2合并为VD12，得到另一个等效电路。使上述两个变换器等效电路的输入输出具有公共电位参考点得到boost-buck型DC-DC电压变换器。

L1+C1L2uiVTVDC2uo

4） buck-boost型DC-DC电压变换器构建的基本思路将buck型、boost型变换器电路相互串联并进行适当化简，即可构建buck-boost型变换器。

buck-boost型DC-DC电压变换器构建的方法：

① 输入级采用buck型电压变换器电路，并将其输出负载省略。输出级则采用boost型电压变换器电路，并将其输入电压源省略。串联buck型电压变换器电路的输出与boost型电压变换器电路的输入。

② 若假设两电路串联后的开关管VT1、VT2为同步斩波开关管，省略冗余元件。将VT1、VT2之间的T型储能网络中的电容省略，并合并L1、L2为L12，合并后的VT1、VT2之间的储能电感L12仍能使串联后的两级电压变换器电路正常工作。

根据开关管VT1、VT2导通时，所构成的两个的电流回路拓扑，合并VT1、VT2为VT12，得到一个等效电路。

根据开关管VT1、VT2关断时，所构成的两个的电流回路拓扑，合并VD1、VD2合并为VD12，得到另一个等效电路。

使上述两个变换器等效电路的输入输出具有公共电位参考点得到buck-boost型DC-DC电压变换器。

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VDVT1uiLCRuo

3.2 试比较脉冲宽度调制PWM和脉冲频率调制PFM。

脉冲宽度调制（PWM）：指开关管调制信号的周期固定不变，而开关管导通信号的宽度可调；脉冲频率调制（PFM）：指开关管导通信号的宽度固定不变，而开关管调制信号的频率可调。

相同点：脉冲宽度调制（PWM）和脉冲频率调制（PFM）都可以调节占空比D(D=ton/T)，从而改变电力电子变换器输出电压Uo的大小。不同点：脉冲频率调制（PFM）开关管调制信号的频率是变化的，该控制方式下的变换器输出纹波大，输出谐波频谱宽，滤波实现较脉冲宽度调制（PWM）困难。

3.3 电流断续对DC-DC变换器电路的分析有何影响？

DC-DC变换器出现缓冲元件中电流断续时，一个周期内有三种不同的换流状态，需分时间段分析：

① 在开关管VT关断期间，续流二极管的续流过程结束（缓冲元件中电流降为0）后，其两端电压不为零。从而使各变换器电流断续工作模式对应的稳态电压增益Gv相对于电流连续模式对应的稳态电压增益Gv有所抬高。并且电流断续工作模式对应的稳态电压增益Gv，不仅与占空比D有关还与负载电阻RL、缓冲电感L、开关频率fs有关，已与占空比D不成线性关系。由变换器输入输出功率平衡关系推出的稳态电流增益Gi=1/Gv，也不仅与占空比D有关还与负载电阻RL、缓冲电感L、开关频率fs有关，与占空比D不成线性关系。

② 开关管VT关断期间承受的反压应分为：二极管续流中和二极管续流结束两个时间段来分析，对应的两个反压值不同。

③ 二极管不仅在开关管VT导通时承受反压，在续流结束后亦要承受一定的反压，且两个反压值不同。

3.4 试分析理想的Buck变换器在电感电流连续和断续情况下，稳态电压增益与什么因素有关。

理想buck变换器在电感电流连续的情况下稳态电压增益为GV。对电感L利用伏秒平衡特性有：(UiUo)tonUo(Tston)。

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GVUotonD,仅与占空比D有关 UiTs理想buck变换器在电感电流断续的情况下稳态电压增益为GV。

令Buck变换器中的二极管续流时间为toff1二极管续流占空比D1=toff1/Ts，则在iL≥0的时间段对电感L利用伏秒平衡特性有：(UiUo)tonUotoff。

GVUotonD 1 Uitontoff1DD1与导通占空比D已不是线性关系。

开关管VT导通时间段（ton时间段）的电流增量ΔiL＋与二极管VD续流时间段（toff1时间段）的电流增量ΔiL-相等且等于电感电流最大值ILmax。

iL+UiUoUDTsiL-oDT1sILmax 2 LL稳态条件下，由于电容C中的平均电流为零，因此，电感电流断续时的电感平均电流IL等于负载平均电流Io，即IL＝Io。

IL111tontoffILmax(DD1)ILmaxTs22 3 1UiUoUoIo(DD1)DTs2LR由上述三式可得

Gv2

4Io112DUo/2Lfs电感电流断续的情况下Gv不仅与占空比D有关，还与电感L、负载电流Io、开关频率fs、以及输出电流Uo有关。

3.5 Boost变换器为什么不宜在占空比D接近1的情况下工作？

因为在Boost变换器中，开关管导通时，电源与负载脱离，其能量全部储存在电感中，当开关管关断时，能量才从电感中释放到负载。如果占空比D接近于1，那么开关接近于全导通状态，几乎没有关断时间，那么电感在开关管导通期间储存的能量没有时间释放，将造成电感饱和，直至烧毁。因此Boost变换器不宜在占空比D接近1的情况下工作。同时，从Boost变换器在电感电流连续工况时的变压比表达式MVO/VS1/(1D)也可以看出，当占空比D接近1时，变压比M接近于无穷大，这显然与实际不符，将造成电路无法正常工作。

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3.6 解释降压斩波电路和升压斩波电路的电容、电感、二极管各起什么作用？降压型斩波电路中，电感L和电容C的主要作用是滤波，同时电感L的储能将保持负载电流的连续，电容C可稳定输出电压Uo。二极管为主开关管关断时的负载电流续流二极管。

升压型斩波电路中，电感L为开关管开通时的储能元件，电容C为开关管关断时的储能元件。二极管为两种模式转换过程中的隔离开关元件，开关管开通时二极管关断，开关管关断时二极管开通。

3.7 简述伏秒平衡和安秒平衡原则，并分别用两种方法分析Cuk变换器的输出/输入关系。

（1）电感电压的伏秒平衡特性

稳态条件下，理想开关变换器中的电感电压必然周期性重复，由于每个开关周期中电感的储能为零，并且电感电流保持恒定，因此，每个开关周期中电感电压uL的积分恒为零，即：

Ts0uLdtuLdtuLdt0

0tontonTs电容电流的安秒平衡特性

稳态条件下，理想开关变换器中的电容电流必然周期性重复，而每个开关周期中电的储能为零，并且电容电压保持恒定，因此，每个开关周期中电容电流iC的积分恒为零，即

Ts0iCdtiCdtiCdt0

0tontonTs（2） Cuk变换器电感电流连续时：

① 对电感L1,L2分别利用伏秒平衡特性进行分析有

UitonUc1UitoffUoUc1tonUo(Tston)UotDon UiTston1D

得到稳态电压增益 Gv② 对电容C利用安秒平衡特性进行分析有

IotonIi(Tston)

根据理想变换器输入输出功率平衡原理得到稳态电压增益

Gvt1IiDon GiIoTston1D11 / 8411 / 84

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当 1/2＜D＜1 时，即 cuk 变换器的稳态电压增益 GV＞1，则 Cuk 变换器具有升压特性；而当 0＜D＜1/2 时，即 cuk 变换器的稳态电压增益 GV＜1，则 Cuk 变换器具有降压特性。因此，Cuk 变换器是升、降压变换器，并且其输入、输出电压具有相反的极性

（3） Cuk变换器电感电流断续时

① 对电感L1、L2分别利用伏秒平衡特性进行分析有

UitonUc1Uitoff1(UoUc1)tonUotoff1

其中Cuk变换器中的二极管续流时间为toff1 得到稳态电压增益GvUoD UiD1② 对电容C利用安秒平衡特性进行分析有

IotonIitoff1

根据理想变换器输入输出功率平衡原理得到稳态电压增益

Gv1IitonD GiIotoff1D13.8 试分析在直流斩波电路中储能元件（电容、电感）的作用。试以Cuk电路为例分析。

直流斩波电路中的储能元件（电容、电感）有滤波与能量缓冲，能量传递三种基本功能。一般而言，滤波元件常设置在变换器电路的输入或输出，而能量缓冲元件常设置在变换器电路的中间。以Cuk电路为例

L1VD1VT2L2VT+1C1VD2C2+uo L1、L2为能量缓冲元件；C1为传递能量的耦合元件；C2为输出滤波元件。

3.9 试解释Cuk变换器中间电容电压Uc1等于电源电压Ui与负载电压Uo之和，即Uc1=Ui+Uo？

由于Cuk变换器中有两个缓冲电感元件L1、L2，，因此，对电感L1、L2分别利用伏秒平衡特性进行分析，不难得出

UitonUc1Uitoff （3-37） (UoUc1)tonUo(TsTon) （3-38）

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令PWM占空比D= ton/ Ts，则由式（3-37）、（3-38）可求出Cuk变换器的电感电流连续

时的稳态电压增益GV为

GVUotonD Uitoff1D （3-39）

联立式（3-37）、式（3-39），不难得出Uc1=Uo+Ui

3.10 试分析Buck-Boost变换器和Boost-Buck变换器各有何特点。

（1） Buck-Boost型电压变换器和Boost-Buck型电压变换器两者的输入输出电压极性均为反向极性；

（2） Buck-Boost型电压变换器电路结构简单，储能元件较少，为一个电感，一个电容；

Boost-Buck型电压变换器电路结构较复杂，储能元件较多，为两个电感，两个电容；（3） Buck-Boost型电压变换器的输入和二极管输出电流均为断续的脉动电流；（4） Boost-Buck型电压变换器的输入输出均有电感，因此变换器的输入输出电流一般情况下均为连续电流（轻载时电流可能断续），滤波易实现。

3.11 试以二象限DC-DC变换器为例具体分析电路中二极管的作用。

VT1VDuo1LioREMAUiVT2VD2 图3-10电流可逆型二象限DC－DC变换器

二象限DC-DC变换器电路中二极管的作用为通过续流缓冲负载无功，避免负载电感中电流突变，感应出过电压。同时二极管VD1、VD2还实现了开关管的零电压开通，减少了开通损耗，具体工作过程如下：

VT1、VT2采用互补调制驱动；

VT1导通前，VD1导通续流,输出电流io反向减小；

io=0，VT1零电压开通，直流侧电源通过VT1向负载供电，输出电压uo＝ui，输出电流io正向增大，负载电感储能增加；

VT1关断，由于负载电感电流不能突变，VD2导通续流，输出电压uo＝0。采用互补调制驱动模式使VT2有驱动信号，但因VD2导通对VT2形成了反压钳位,VT2不能导通，因此输出电流io正向减小，负载电感储能储能减少；

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io=0，VD2关断，VT2零电压开通，负载电动势通过VT2向负载电阻和电感供电，输出电压uo＝0，输出电流io反向增加，负载电感储能增加；

VT2关断，由于电感电流不能突变，VD1导通续流，输出电压uo＝ui。采用互补调制驱动模式使VT1有驱动信号，但因VD1导通对VT1形成了反压钳位,VT1不能导通，输出电流io反向减小，负载电感储能储能减少。

3.12 两象限和四象限DC-DC变换器有何区别？驱动直流电动机正反转运行应采用何种DC-DC变换器？

二象限DC-DC变换器输出电压极性不变，输出电流极性可变；四象限DC-DC变换器输出电压，输出电流极性均可变；两种变换器能实现能量的双向传输。

驱动直流电动机正反转运行需改变电枢电压极性，应采用输出电压可逆的四象限DC-DC变换器。

3.13 试说明隔离型DC-DC变换器出现的意义是什么。 ① 形成低压供电负载与电网电压之间的电气隔离

② 通过变压器变压，缩小变换器输出电压等级与输入电压等级之间的差异，扩大调节控制范围

③ 通过设置不同匝数的副边耦合绕组形成多路输出，提供不同数值，不同极性的输出电压

3.14 单端正激式变换器和单端反激式变换器有何区别？ ① 变换器变压器原边副边工作时间：

单端正激式变换器：变压器原边副边同时在开关管VT导通时工作。

单端反激式变换器：变压器原边在开关管VT导通时工作，变压器副边在开关管VT关断时工作，两者不同步。

② 变压器原边加有单方向的脉冲电压，由于磁芯的磁滞效应，当VT关断时，线圈电压或电流回到零，而磁芯中磁通并不回到零，形成剩磁通。剩磁通的累加可能导致磁芯饱和，因此需要进行磁复位。磁复位的方式：单端正激式变换器：变压器储存的磁能通过去磁绕组N3和箝位二极管VD2构成的复位电路馈送到输入电源侧。单端反激式变换器：变压器储存的磁能通过副边绕组传输给输出负载。

③ 输出电压的决定因素：单端正激式变换器：Uo1DUi输出电压仅决定于变换器输入电压、变压器的匝n比和n功率管的占空比，与负载电阻无关。具有降压功能。单端反激式变换器：变压器磁

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通连续状态和磁通临界连续状态下UoUi1D,输出电压仅决定于变换器输入电压、n1D变压器的匝比和功率管的占空比，与负载电阻无关，具有升降压功能。变压器磁通连续状态和磁通临界连续状态下UoUitonRL，输出电压Uo与负载电阻RL有关，RL愈大则2L1T输出电压愈高，反之负载电阻愈小，则输出电压愈低，因此在进行开环实验时，不应让负载开路，必须接入一定的负载，或者在电路中接入“死负载”。此外输出电压Uo随输入电压Ui的增大而增大；也随导通时间ton的增大而增大；还随N1绕组的电感量L1的减小而增大。

3.15 说明题3.15图隔离型Buck电路中由绕组N3和二极管VD2构成的支路有何作用。

uGVD+uiNL0u0N1uiN1-uNi3ittN3N12VD1uoC+RLuDStonNu(1+N1)3Ti2uuiVD2VT0iD0u0tot0t1t2t0t

题3.15图

隔离型Buck变换器在开关管VT截止期间，副边传递能量的整流二极管VD也截止，储存于变压器磁芯中的剩磁能量无释放途径，从而会造成剩磁通积累，导致的磁芯饱和。电路中设置由绕组N3和二极管VD2构成的支路为磁芯复位支路。在开关管VT截止期间，N3两端感应出上正下负的电压UN3，当UN3大小超过Ui时，VD2导通，将变压器储存的剩磁能量送回输入电源侧，同时将UN3钳位在Ui上。N1和N2将承受下正上负的电压，若有N3＝N1，则UN1=Ui，UN2=Ui/n，开关管VT承受反压为UDS=Ui+UN1=2Ui。钳位二极管VD2保证变压器原副边绕组，去磁绕组N3两端均不产生过电压。并且将开关管VT，副边整流二极管VD承受的反压峰值在一定范围内，避免了器件损坏。

3.16 试推导负载电流连续时隔离型Buck-Boost变换器的输出直流电压平均值。在负载电流连续的情况下 VT导通期间磁通增量为

+=UiUtoniDTs N1N115 / 8415 / 84

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VT关断期间磁通增量为

-=UiU(Tston)i(1D)Ts N2N2在稳态条件下，变压器一个周期内应无剩磁积累即

+=-

UiUDTs=i(1D)Ts N1N2得输出电压表达式

UoUi1D n1D3.17 试分析负载开路时，隔离型Buck-Boost变换器会出现何种现象。

若隔离型Buck-Boost变换器工作在磁通连续或临界连续的模式下输出电压为

1DUoUi与负载无关，则无影响;

n1D若隔离型Buck-Boost变换器工作在磁通断续的模式下，输出电压为UoUitonRL2L1T由此可见，输出电压Uo与负载电阻RL有关，RL愈大则输出电压愈高，反之负载电阻愈小，则输出电压愈低，这是反激变换器的一个特点。在进行开环实验时，不应让负载开路，必须接入一定的负载，或者在电路中接入“死负载”。此外输出电压Uo随输入电压Ui的增大而增大；也随导通时间的增大而增大；还随N1绕组的电感量L1的减小而增大。

VT截止时，VD导通，副边绕组N2上的电压幅值近似为输出电压Uo(忽略VD的正向压降及引线压降)，这样，绕组N1上感应的电势UN1应为UN1N1Uo，因此VT截止期间N2漏－源极间承受的电压为UDSUiUN1UiN1Uo。由于UDS与输出电压Uo有关，UoN2还随负载电阻的增大而升高。因此，负载开路时，容易造成管子损坏。

3.18 试说明变压器隔离的推挽式变换器和变压器隔离的全桥变换器的特点是什么。 ① 变压器隔离的推挽式变换器是由开关管的控制信号占空比相同，在相位上相差180o

的两个正激变换器的输出并联得到，相比双正激变换器，推挽式变换器中将续流二极管去掉，滤波电感经过变压器副边绕组和整流二极管续流，且两个变压器共用一个磁芯，每个正激变换器从另一个正激变换器的原边绕组和IGBT得本体二极管进行磁复位，从而也将原来的磁复位电路去掉，这使得推挽变换器电路简单，且拥有较高的磁芯利用率

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② 变压器隔离的全桥变换器，使用两个开关管串联起来作一个开关管用，降低了开关管电压应力；且全桥变换器中的四个开关管工作在交错的半周，对角线相对的管子VT2和VT4或VT2和VT3同时导通，变压器原边磁通在一个半周沿磁滞回线上移，在另一个半周沿着磁滞回线反极性下移，从而提高了变压器的利用率。

3.19 试画出变压器隔离的全桥变换器的电路拓扑，并分析其变压器原边、开关管两端的电压波形和流过变压器原边的电流波形。

（1）变压器隔离的全桥变换器的电路拓扑如图所示

VT1VD1VT3VD3TVD5L+uiVD6CuoRLVT2VDVT24VD4

（2）隔离型全桥变换器变压器原方、开关管两端的电压波形和流过变压器原边的电流波形

uG1,40uG2,30uce1uittui/2t0uT0iT1t0t0t1t2t3t4t5t6t

t0~t1阶段：能量传输阶段；t0时刻，给VTl、VT4加驱动信号，VT1、VT4饱和导通。VT2、VT4两端电压uce1、uce4均为0。VT2、VT3均承受反压Ui即uce2、uce3均为Ui。由于VT1、VT4导通，变压器原边绕组NP两端电压uT极性为上正下负，大小等于输入电压Ui。其中流过电流ip，ip由负载电流折算值和磁化电流所组成并且在正方向上随时间以额定速率逐渐增大。同时，副边的整流二极管VD5导通，VD6关断，电流上升速率由滤波电感L确定。

t1~t2阶段：续流阶段；VT1~VT4均关断，VT1、VT4串联承受反压Ui，VT2、VT3串联承受反压Ui,则VT1~VT4两端电压均为Ui/2。变压器原边绕组NP流过电流ip=0.电感L中的电流通过变压器副边绕组和二极管VD5、VD6续流，两个二极管VD5、VD6几乎同等的导通，也有相同的正向压降，因而变压器副边绕组Ns两端电压为0，折算到变压器原边绕组NP两端电压uT也为0。t2时刻，给VT2、VT3加驱动信号，VT2、VT3饱和导通，电路进入下半

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周期

t2~t3阶段：能量传输阶段；t2时刻，给VT2、VT3加驱动信号，VT2、VT3饱和导通。VT2、VT3两端电压uce2、uce3均为0。VT1、VT4均承受反压Ui即uce1、uce4均为Ui。由于VT2、VT3导通，变压器原边绕组NP两端电压uT极性为上负下正，大小等于输入电压Ui。其中流过电流ip，ip由负载电流折算值和磁化电流所组成并且在反方向上随时间以额定速率逐渐增大。同时，副边的整流二极管VD6导通，VD5关断，电流上升速率由滤波电感L确定。

t3~t4续流阶段；VT1~VT4均关断，VT1、VT4串联承受反压Ui，VT2、VT3串联承受反压Ui,则VT1~VT4两端电压均为Ui/2。变压器原边绕组NP流过电流ip=0。电感L中的电流通过变压器副边绕组和二极管VD5、VD6续流，两个二极管VD5、VD6几乎同等的导通，也有相同的正向压降，因而变压器副边绕组Ns两端电压为0，折算到变压器原边绕组NP两端电压uT也为0。

3.20 试以半桥变换器为例，说明开关管动态特性参数对电路工作有何不利影响，可以采取何种措施消除或减小这些影响。

VT1VDA1+C1VDTVD6+C25LuiBC+RLVT2VD2

图3-28 半桥变换器的电路拓扑

开关管动态特性参数对电路工作有何不利影响：由于两个电容连接点B的电位随VT1、VT2导通情况而浮动的，所以能自动地平衡每个晶体管开关的伏秒值。若这两个晶体管开关具有不同的开关动态特性参数，即在相同宽度的基极驱动脉冲作用下开关管VT1较慢关断，而开关管VT2则较快关断时，则在VT1连接点处产生了不平衡的伏·秒值。如果让这种不平衡的波形驱动变压器，将会发生偏磁现象，致使铁芯饱和并产生过大的开关管集电极电流，从而降低了变换器的效率，使开关管失控，甚至烧毁。

改善偏磁现象的措施：在变压器原边线圈中加入一个串联耦合电容C3，则与不平衡的伏·秒值成正比的直流偏压将被此电容通过隔直作用滤掉，这样在开关管导通期间，就可以平衡电压的伏·秒值。

减少开关管动态特性参数对电路工作的不利影响：在晶体管基极电路上加入嵌位二极

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管，使其工作在临界饱和状态下，较少了存储时间，使晶体管的关断时间尽量趋于一致。 3.21 Buck电路是如何实现电压变换、电流变换的；Buck电路和Boost电路又有怎样的联系？

图3.1为基本的DC-DC电压变换原理电路及输入、输出波形。基本的DC-DC电压变换原理电路图见图3.1（a），从图中可以看出：输入电压源通过开关管VT与负载

相关电压、电流波形

uN10tuDSonUiNUiT2UiUi1tN30iD0tt

（2）

UonN2tonN1Ui2DUiDUiN1TN1nDUi2000.456Uo15

3.36 随着全球能源消耗加剧，新能源电动汽车将逐步代替传统汽车。作为电动汽车中

重要的一部分，辅助DC-DC电源从电池组直接取电，为车内的转向系统、灯照系统等提供了12V恒定电压，确保其正常工作。通常辅助DC-DC电源需满足以下设计要求：DC-DC转换效率应大于85%，纹波小于150mV，具备过温保护、过压/欠压保护、过流保护、漏电保护等功能，防水等级达到IP55或更高，满足国家标准电动汽车DC-DC变换器的相关技术要求。以某款电动车为例，输入端：动力电池组标称母线电压为320V，电池组电压波动范围为250~365V，输出端：整车辅助设备总功率不超过800W，设备供电电压12V，请考虑设计一款满足上述指标要求的高功率密度并具有高频隔离变压器的DC-DC变换电路。

辅助DC/DC变换器的输入电压范围宽，负载具有低电压大电流的特性，主拓扑可采用隔离型全桥变换器。

VT1VDVT13VD3VDT5L+uouiVD6CRLVT2VD2VT4VD430 / 8430 / 84

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一、简答题

4.1 逆变器有哪些类型？其最基本的应用领域有哪些？

1）按直流侧储能元件的性质分为：电压型逆变器（VSI）、电流型逆变器（CSI）。 2）按逆变器输出波形的不同分为：方波逆变器、阶梯波逆变器、正弦波逆变器。 3）按逆变器的功率电路结构形式的不同分为：半桥逆变器、全桥逆变器、推挽式逆变器等。

4）按逆变器的功率电路的功率器件不同分为：半控型逆变器和全控型逆变器。 5）按逆变器输出的频率不同分为：工频逆变器、中频逆变器、高频逆变器。 6）按逆变器输出交流电的相数不同分为：单相逆变器、三相逆变器、多相逆变器。 7）按逆变器输入、输出是否隔离分为：隔离型逆变器和非隔离型逆变器。其中隔离型逆变器又分为低频隔离型逆变器和高频隔离型逆变器

8）按逆变器输出电平的不同分为：两电平逆变器和多电平逆变器

其基本的应用领域：在已有的工作电源中，蓄电池、干电池、太阳能电池等都是直流电源，当需要这些电源向交流负载供电时，就需要逆变器。另外，交流电机调速用变频器、不间断电源、感应加热电源等电力电子装置使用广泛，其电路的核心部分都是逆变器。

4.2 逆变器输出波形的谐波系数与畸变系数有何不同？

谐波系数（HF）表征一个实际波形中第n次谐波与基波相比的相对值。第n次谐波系数HFn定义为第n次谐波分量有效值Un与基波分量有效值U1之比，即：HFn=Un/U1。

畸变系数（DF）表征一个实际波形中每一次谐波分量对波形畸变的影响程度。第n次谐波对波形畸变的影响程度，可定义第n次谐波的畸变系数DFn为：DFn=Un/U1n2。

4.3 有哪些方法可以逆变器的输出电压？

1）采用方波变换方式时逆变器的交流输出有两种调制方式：脉冲幅值调制（PAM）和单脉冲调制（SPM）。

2）采用阶梯波变换方式时逆变器的交流输出可以通过多组采用方波变换的逆变器进行移相叠加组合得到相应的交流阶梯波形从而输出电压。

3）采用斩控控制方式时逆变器的交流输出有两种调制方式：脉冲宽度调制（PWM）和脉冲频率调制（PFM）。

4.4 电压型逆变电路中反并联二极管的作用是什么？为什么电流型逆变电路中没有反并联二极管？

在电压型逆变电路中，当交流侧为阻感负载时需要提供无功功率，直流侧电容起到缓冲无功能量的作用。为了给交流侧向直流侧反馈的无功能量提供通道，逆变桥各桥臂都并联了

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反馈二极管。当输出交流电压和电流的极性相同时，电流经电路中的可控开关器件流通，而当输出电压电流极性相反时，由反馈二极管提供电流通道。

在电流型逆变电路中，直流电流极性是一定的，无功能量由直流侧电感来缓冲。当需要从交流侧向直流侧反馈无功能量时，电流不反向，依然经电路中的可控开关器件流通，因此不需要并联反馈二极管。

4.5 在直流侧电压和输出功率相等条件下，电压型单相半桥逆变器与电压型单相全桥逆变器相比具有何种优缺点？

半桥逆变电路的优点是机构，使用器件少。其缺点是输出交流电压的幅值Um仅为Ud/2，且直流侧需要两个电容器串联，工作时还要控制两个电容器电压的均衡。因此，半桥电路常用于几kW以下的小功率逆变电源。值得注意的是，在直流侧电压和输出功率相等的条件下，半桥逆变器功率器件的耐压值比全桥逆变器功率器件的耐压值降低了一半，而半桥逆变器功率器件的电流定额则应比全桥逆变器功率器件的电流定额提高了一倍。因此，电压型单相半桥方波逆变器较适合于“高电压”输入且“低电压”输出的变流应用场合。

4.6 试述180°导电型电压型逆变电路的换流顺序及每60°区间导通管号。参阅课本图4-13

180°导电型电压型逆变电路，每个开关管在每个周期中导通180°，关断时间也是180°，换流（换相）是在同一个桥臂的上、下两个开关管之间进行，亦称纵向换相。换流顺序为每一次在同一桥臂上的VT1和VT4，VT3和VT6，VT5和VT2，每对管各自间隔180 °换相一次。

其驱动信号的施加顺序即为开关管的导通顺序，为VT5、VT6、VT1→VT6、VT1、VT2

→VT1、VT2、VT3→VT2、VT3、VT4→VT3、VT4、VT5→VT4、VT5、VT6→VT5、VT6、VT1。其规律是60 °区间有上述三个连续号码的开关管导通，每隔60°驱动关断一个开关管，同时驱动导通下一号开关管。

4.7 试分析采用120°导电方式的电压型三相桥式方波逆变电路的工作过程。参照《电力电子技术》图4-12的电压型三相桥式逆变器电路结构和图4-14电压型三相桥式逆变器120°导电方式时的相关波形进行分析：

采用120°导电方式的电压型逆变器在任何时刻有且只有两个桥臂导电，即一个上桥臂一个下桥臂导电，且相邻序号功率管的驱动信号相位互差60°。假设VT1和VT6先导通，输出电压Uan为Ud/2,Ubn为-Ud/2,Ucn为0，因此输出电压Uab为Ud，Ubc为-Ud/2，Uca为-Ud/2；然后VT1和VT2导通，输出电压Uan为Ud/2，Ubn为0，Ucn为-Ud/2，因此输出电压Uab为Ud/2，Ubc为Ud/2,Uca为-Ud；然后VT2和VT3导通，输出电压Uan为0，Ubn为Ud/2，Ucn为

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-Ud/2，因此输出电压Uab为-Ud/2，Ubc为Ud，Uca为-Ud/2;然后VT3和VT4导通，输出电压Uan为-Ud/2，Ubn为Ud/2，Ucn为0，因此输出电压Uab为-Ud，Ubc为Ud/2，Uca为Ud/2；然后VT4和VT5导通，输出电压Uan为-Ud/2，Ubn为0，Ucn为Ud/2，因此输出电压Uab为-Ud/2，Ubc为-Ud/2，Uca为Ud；然后VT5和VT6导通，输出电压Uan为0，Ubn为-Ud/2，Ucn为Ud/2，因此输出电压Uab为Ud/2，Ubc为-Ud，Uca为Ud/2。以后的过程与前面类似。

4.8 正弦脉宽调制SPWM的基本原理是什么？载波比N、电压调制系数M的定义是什么？在载波电压幅值Vcm和频率fc恒定不变时，改变调制参考波电压幅值Vrm和频率fr为什么能改变逆变器交流输出基波电压V1的大小和基波频率f1？

SPWM的基本原理可以用冲量等效原理进行描述：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性环节上时，其惯性环节的输出基本相同。这里所谓的“冲量”就是指窄脉冲的面积，而“惯性环节的输出基本相同”是指输出波形的频谱中，低频段基本相同，仅在高频段略有差异。

令调制波频率为fr，载波频率为fc，则称N=fc/fr为载波比；令调制波的幅值为Urm，载波幅值为Ucm，则称M=Urm/Ucm为调制度。

当载波的频率fc不变时，改变调制波频率fr时，载波比N与调制波频率fr成反比属于异步调制方式。当调制波频率fr变高时，载波比N变小，即一个调制周期内的脉冲数变少，而当调制波频率fr变低时，载波比N变大，即一个调制周期内的脉冲数变多，因此能改变基波的频率f1。

当载波的幅值Ucm不变时，改变调制参考波电压幅值Urm时，调制度M是变化的，因此能得到宽度变化的脉冲（脉冲面积变化）序列，所以能改变逆变器交流输出基波电压U1的大小。

4.9 试说明异步调制和同步调制各有何优缺点，并说明分段同步调制产生的意义。异步调制：一方面，由于异步调制时的开关频率固定，因此对需要设置输出滤波器的正弦波逆变器而言，输出滤波器参数的优化设计较为容易；另一方面，由于一个调制波周期中脉冲波形的不对称性，将导致基波相位的跳动。对于三相正弦波逆变器，这种基波相位的跳动会使三相输出不对称。当调制波频率fr较低时，由于一个调制周期中的脉冲数较多，脉冲波形的不对称性所造成的基波相位跳动的相角相对较小；而当调制波频率fr较高时，由于一个调制周期中的脉冲数较少，脉冲波形的不对称性所造成的基波相位跳动的相角相对较大。因此采用异步调制时，SPWM的低频性能好，高频性能较差。

同步调制：一方面，当载波比N为奇数时，由于SPWM波形的对称性，无论调制波频率fr高低，都不会导致基波相位的跳动；另一方面，由于同步调制时的开关频率随调制波频

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率fr的变化而变化，因此对于需要设置输出滤波器的正弦波逆变器而言，输出滤波器参数的优化设计较为困难。当调制波频率fr变高时，载波频率fc变高，从而开关频率变高，输出谐波减小；当调制波频率fr变低时，载波频率fc变低，从而使开关频率变低，输出谐波变大。因此采用同步调制时，SPWM的高频性能好，而低频性能较差。

分段同步调制是把逆变电路的输出频率划分为若干段，每一个频段的载波比N一定，不同段采用不同的载波比。其优点主要是，在高频段采用较低的载波比N，使载波频率不致过高，可在功率器件允许的范围内。而在低频段采用较高的载波比N，以使载波频率不致过低而对负载产生不利影响。

4.10 跟踪型两态调制法有哪些优缺点？电流跟踪型两态调制法有如下（优缺点）特点： 1）硬件电路简单；

2）属于实时控制方式，电流响应快；

3）不用载波，输出电压波形中不含特定频率的谐波分量；

4）和计算法及调制法相比，相同开关频率时输出电流中高次谐波含量较多； 5）属于闭环控制，这是各种跟踪型PWM变流电路的共同特点。 4.11 试说明三相电压型逆变器SPWM输出电压闭环控制的基本原理。

结合《电力电子技术》图4-40三相电压型正弦波逆变器原理电路来说明其原理：这种电路都采用双极性控制方式。a、b和c三相的PWM控制通常公用一个三角波载波uc，三相的调制信号ura、urb和urc依次相差120°。a、b和c各相功率开关器件的控制规律相同，现以a相为例来说明。当ura＞uc时，给上桥臂VT1以导通信号，给下桥臂VT4以关断信号，则a相相对于直流电源假想中点O的输出电压uao=Ud/2。当ura＜uc时，给VT4以导通信号，给VT1以关断信号，则uao=-Ud/2。VT1和VT4的驱动信号是互补的。当VT1(VT4）加导通信号时，可能是VT1（VT4）导通，也可能是二极管VD1（VD4）续流导通，这要由阻感负载中的电流方向来决定。b相和c相的控制方式都和a相的情况相同。电路波形如图4-41所示。可以看出，uao、ubo和uco的PWM波形只有±Ud/2两种电平。

4.12 试说明采用如图4.12（a）或图4.12（b）中所示的调制波ur的意义。

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uur1u3r0ωt

uur1uruc0ωt

题4.12（a）图

uucurU1urV1urW10t

题4.12（b）图

采用图中的调制波可以有效地提高三相电压型逆变器的电压利用率。对于图4.12（a）若合成后的鞍形调制波“临界过调制”，则相应的正弦调制波将取得最大程度的“过调制”，以该鞍形调制波对三相电压型逆变器进行PWM控制时，可取得最大的电压利用率。同时利用图4.12（b）的调制波不仅能提高电压利用率，而且无论原三相正弦调制波的信号urU1、urV1、urW1的幅值大小如何，合成后的调制波信号（urU、urV、urW）总有120°的“不同调制过调制”区段，以构成调制波的“平底”，从而有效地降低了功率管的开关损耗。

4.13 SPWM输出波形中的谐波和哪些因素有关？

SPWM输出波形中的谐波与调制度M、载波比N以及调制波角频率ωr和载波角频率ωc有关：调制度M与谐波的幅值有关，改变调制度M可以改变谐波幅值；而改变载波比N则可以改变谐波的频率，且载波比N越大，谐波频率越高；对于单相SPWM波形中所

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含的谐波频率为：nωc±kωr；式中：n=1，3,5…时，k=0,2,4…；n=2,4,6…时，k=1,3,5…在上述谐波中，幅值最高影响最大的是角频率为wc的谐波分量；对于三相SPWM波形中所含的谐波频率为：nωc±kωr；式中：n=1，3,5…时，k=3（2m-1）±1，m=1,2，…；n=2,4,6…时，当k=6m+1时，m=0,1，…当k=6m-1时，m=1,2，…在上述谐波中，幅值最高影响最大的是角频率为ωc±2ωr和2ωc±ωr的谐波分量。

4.14 调制比和载波比对PWM逆变器有什么影响？

通过SPWM的输出电压频谱图和谐波幅值与调制度M的关系图可以看出，频谱的分布不只与调制度M的大小有关，也与载波比N有关。换言之，改变调制度M可以改变基波和谐波的幅值，而改变载波比N则可以改变谐波和频率。由于N越大，谐波频率越高，所需输出滤波器的体积越小，因此，适当提高载波频率可以改善SPWM控制的波形品质。 4.15 特定谐波消去法的基本原理是什么？设半个信号波周期内有10个开关时刻（不含0和π时刻）可以控制，可以消去的谐波有几种？

首先尽量使波形具有对称性，为消去偶次谐波，应使波形正负两个半周期对称，为消去谐波中的余弦项，使波形在正半周期前后1/4周期以π/2为轴线对称。考虑到上述对称性，半周期内有5个开关时刻可以控制。利用其中的1个自由度控制基波的大小，剩余的4个自由度可用于消除4种频率的谐波。

u，R=30Ωu，4.16 采用如图所示的晶闸管单相全桥电流型方波逆变器，已知L=5mHiC=4.7μF，试问该逆变电路可否实现负载换流？

oooioLiωtiiVT1iVT4ωt iuiVTio1CVT3dRLVT2uoLVT4iiVT2iVT3ωtuVTuuVT1ωtVT4

题4.16图

为了实现晶闸管单相全桥的负载换流，要求负载为容性负载。

1(RLjL)RLjLjCZeq211LCjCRLRLjLjC30j314510-3 1-3142510-34.710-6j3144.710-63030j1.5730.07j0.251j0.04436 / 8436 / 84

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负载为阻感性负载，因此该逆变电路无法实现负载换流。

4.17 半控型单相全桥电流型方波逆变器可采用哪几种换流方式？试分析这几种换流方式的基本原理及对逆变器所接负载有何要求。

基于晶闸管的半控型逆变器的换流方式可采用强迫换流和和负载换流。

强迫换流：设置附加换流电路，给欲关断的金闸管强迫施加反向电压换流称为强迫换流通常是利用附加电容上的能量实现，也称为电容换流。其对所接负载无要求。

负载换流：由负载提供换流电压，当负载为电容性负载时即负载电流超前于负载电压时可实现负载换流。其所接的负载要求为容性负载。

4.18 半控型三相全桥电流型变流器中的二极管和电容有何作用？该变流器采用的是哪一种换流方式？试分析换流过程。

二极管的主要作用是为了阻断换流电容间的相互放电，电容是为了实现变流器的换流，该变流器采用的是强迫换流。

VTC+_113VT3VT1C13+_VT3VDU1VDV3VD1UVD3VWVD2WVD2VT2 iiVT2 ii

（a） 0~t1时段换流过程（b） t1~t2时段换流过程

VTC_+113VT3VT1C13_+VT3VD i1vVDV3VD1UVVD3Uiu=id-ivWVD2WVD2VT2 iiVT2 ii

（c）t2~t3时段换流过程（d）t3~t4时段换流过程

图4-58晶闸管三相全桥（串联二极管式）电流型方波逆变器的换流过程

假设换流前的逆变器电路已进入稳态，并且换流电容已完成充电，为简化起见，只讨论

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电力电子技术第二版张兴课后习题答案

逆变器U相上桥臂到V相上桥臂的换流过程。换流过程的等值电路如图4-58所示，图中的换流电容C13为C3和C5串联后再与C1并联的等效电容。具体换流过程分析如下：

0~t1时段——初始恒流供电阶段：上桥臂VT1、VD1和下桥臂VD2、VT2导通，直流电流Id通过VT1、VD1和VD2、VT2向U相和W相负载恒流供电，如图4-58a所示。此时，VT3承受正向电压。

t1~t2时段,换流电容恒流放电阶段：在t1时刻触发VT3，由于此时的VT3承受正向电压，因此VT3导通，此时，换流电容C13通过VT3使VT1承受反压而关断。此时，直流电流Id通从VT1换流到VT3，并通过VT3、VD1和VD2、VT2使C13向U相和W相负载而恒流放电，如图4-58b所示。在换流电容电压uC13下降到零以前，VT1一直承受反向电压，只要反压时间大于晶闸管的关断时间，就能确保VT1可靠关断。

t2~t3时段——二极管换流阶段：假设逆变器负载为阻感性负载，若t2时刻换流电容电压uC13下降到零，此时在U相负载电感的作用下，开始对C13反向充电。之后uC13使VD3正偏而导通并流过电流iV，此时VD1和VD3同时导通并进入二极管换流过程，如图4-58c所示。二极管换流过程中，VD1的电流iU＝Id－iV。显然，随着iV的逐渐增大，iU将随之减小，若设t3时刻iU＝0，则iV＝Id，从而使VD1承受反压而关断，二极管换流过程结束。

t3~t4时段——换流后恒流供电阶段：t3时刻以后，换流电容C13反向充电过程结束并为提供下一次换流电压作好了准备。此时VT3、VD3稳定导通，换流过程结束。直流电流Id通过VT3、VD3和VD2、VT2向V相和W相负载恒流供电。

需要注意的是，以上分析假设逆变器负载为阻感性负载。但是若假设逆变器负载为感应电机（反电势负载）时，上述的二极管换流阶段可能被推迟。这是因为：当逆变器负载为感应电机时，若t2时刻换流电容C13电压uC13下降到零，此时如果感应电机的反电势eVU＞0，则二极管VD3仍然承受反压而不能导通，只有到uC13增大且uC13＝eVU时，VD3方承受正向电压而导通，从而才进入二极管换流阶段。以后的过程与上述分析一样，这里不再赘述。

4.19 逆变电路实现逆变的方式有哪些？他们各有什么特点？主要有方波变换方式，阶梯波变换方式和斩控变换方式。

方波变换方式是DC-AC最简单的变换方式，具体可以分为两种基本调制方式：脉冲幅值调制（PAM）和单脉冲调制（SPM）。采用SPM变换方式的时候，由于逆变器输出方波的幅值一定，因此逆变器直流侧可采用较为简单的不变幅值的直流电源整流输入方式（如二极管整流电路），但是SPM方式由于需要调节方波的导通角，因而需要采用快速功率元件（如IGBT等）；而PAM方式由于需要控制逆变器输出方波的幅值，因此逆变器直流侧必须采用

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可变幅值的直流电源整流输入方式（如采用相控整流电源），因而直流侧电路与控制相对复杂，但是PAM方式由于输出方波的导通角恒定，因此无需采用快速的全控型功率元件。另外，采用方波变换方式交流输出谐波较大。

阶梯波变换方式是采用方波变换叠加以增加输出交流波形的输出电平数，可以有效减少DC-AC变换时的交流输出谐波。

斩控调制方式主要是指逆变器输出的调制脉冲幅值固定不变，而逆变器中的开关管以一定的控制规律进行调制，当开关频率足够高时，逆变器的输出波形的谐波含量足够小，因此是逆变器的主要变换控制方式。具体来说，斩控调制方式可以分为两种基本调制方式：脉冲宽度调制（PWM）和脉冲频率调制（PFM）。PWM调制方式是在一定的开关调制频率下，调制脉冲的幅值恒定，而调制脉冲的宽度可调。PFM调试方式是指调制脉冲的宽度和幅值固定不变，而脉冲调制频率可调。PFM调制方式需要很宽的开关频率变化范围，考虑到输出滤波器设计困难，在逆变器中一般较少使用。

4.20 什么是电压型逆变电路？什么是电流型逆变电路？二者各有何特点。

按照逆变电路直流测电源性质分类，直流侧是电压源的称为逆变电路称为电压型逆变电路，直流侧是电流源的逆变电路称为电流型逆变电路

电压型逆变电路的主要特点是：

1）直流侧为电压源，或并联有大电容，相当于电压源。直流侧电压基本无脉动，直流回路呈现低阻抗。

2）由于直流电压源的钳位作用，交流侧输出电压波形为矩形波，并且与负载阻抗角无关。而交流侧输出电流波形和相位因负载阻抗情况的不同而不同。

3）当交流侧为阻感负载时需要提供无功功率，直流侧电容起缓冲无功能量的作用。为了给交流侧向直流侧反馈的无功能量提供通道，逆变桥各臂都并联了反馈二极管。

电流型逆变电路的主要特点是：

1）直流侧串联有大电感，相当于电流源。直流侧电流基本无脉动，直流回路呈现高阻抗。

2）电路中开关器件的作用仅是改变直流电流的流通路径，因此交流侧输出电流为矩形波，并且与负载阻抗角无关。而交流侧输出电压波形和相位则因负载阻抗情况的不同而不同。

3）当交流侧为阻感负载时需要提供无功功率，直流侧电感起缓冲无功能量的作用。因为反馈无功能量时直流电流并不反向，因此不必像电压型逆变电路那样要给开关器件反并联二极管。

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4.21 试分析电压型单相全桥方波逆变器采用移相单脉冲调制时的工作过程。结合《电力电子技术》书移相单脉冲驱动信号与输出波形图进行分析：

设在t1时刻前VT1和VT4导通，输出电压uo为Ud，t1时刻VT3和VT4栅极信号反向，VT4截止，因而负载电流中的电感io不能突变，VT3不能立即导通，VD3导通续流。因为VT1和VD3同时导通，所以输出电压为零。到t2时刻VT1和VT2栅极信号反向，VT1截止，而VT2不能立即导通，VD2导通续流，和VD3构成电流通道，输出电压为-Ud。到负载电流过零并开始反向时，VD2和VD3截止，VT2和VT3开始导通，uo仍为-Ud。到t3时刻VT3和VT4栅极信号再次反向，VT3截止，而VT4不能立刻导通，VD4导通续流，uo再次为零。以后的过程和前面类似。这样，输出电压uo的正负脉冲宽度就各为θ。因此改变θ，就可以调节输出电压。

4.22 换流方式各有哪几种？各有什么特点？换流方式有4种： 1） 2） 3）

器件换流：利用全控器件的自关断能力进行换流。全控型器件采用此换流方式。电网换流：由电网提供换流电压，只要把负的电网电压加在欲换流的器件上即可。负载换流：由负载提供换流电压，当负载为电容性负载即负载电流超前于负载电压

时，可实现负载换流。 4）

强迫换流：设置附加换流电路，给欲关断的晶闸管强迫施加反向电压换流称为强迫

换流。通常是利用附加电容上的能量实现，也称电容换流。

晶闸管电路不能采用器件换流，根据电路形式的不同采用电网换流、负载换流和强迫换流3种方式。

4.23 脉冲宽度调制的原理是什么？正弦脉宽调制信号是怎样产生的？什么是调制

比？什么是载波比？

脉冲宽度调制（PWM）技术原理是，依据当在一个惯性环节的输入端，施加面积相同，但形状不同的脉冲信号时，该环节的输出响应中，低频段特性非常接近，仅在高频段略有差异，而且输入信号的脉冲越窄，输出响应的差别越小。

正弦脉冲宽度调制（SPWM）信号波形，通常是用等腰三角形作为载波，用正弦波作为调制波，在两个波形的交点处控制主电路开关器件的开通、关断，就可在主电路输出端产生于正弦波输出响应相似的波形。

（1）调制比：M=Urm/Ucm

其中，Urm为正弦调制波电压的幅值，Ucm为三角形载波电压的幅值。（2）载波比（频率比）：K=fc/fr

其中，fr为正弦调制波的频率，fc为三角波的频率。

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4.24 单极性和双极性PWM调制有什么区别？三相桥式PWM型逆变电路中，输出相电压（输出端相对于直流电源中点的电压）和线电压SPWM波形各有几种电平？

三角波载波在信号波正半周期或负半周期里只有单一的极性，所得的PWM波形在半个周期中也只在单极性范围内变化，称为单极性PWM控制方式。

三角波载波始终是有正有负为双极性的，所得的PWM波形在半个周期中有正、有负，则称之为双极性PWM控制方式。

三相桥式PWM型逆变电路中，输出相电压有两种电平：0.5Ud和-0.5Ud。输出线电压有三种电平Ud、0、-Ud。

4.25 什么是异步调制？什么是同步调制？两者各有何特点？分段同步调制有什么优点？

载波信号和调制信号不保持同步的调制方式称为异步调制。在异步调制方式中，通常保持载波频率fc固定不变，因而当信号波频率fr变化时，载波比N是变化的。异步调制的主要特点是：在信号波的半个周期内，PWM波的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称。这样，当信号波频率较低时，载波比N较大，一周期内的脉冲数较多，正负半周期脉冲不对称和半周期内前后1/4周期脉冲不对称产生的不利影响都较小，PWM波形接近正弦波。而当信号波频率增高时，载波比N减小，一周期内的脉冲数减少，PWM脉冲不对称的影响就变大，有时信号波的微小变化还会产生PWM脉冲的跳动。这就使得输出PWM波和正弦波的差异变大。对于三相PWM型逆变电路来说，三相输出的对称性也变差。

载波比N等于常数，并在变频时使载波和信号波保持同步的方式称为同步调制。同步调制的主要特点是：在同步调制方式中，信号波频率变化时载波比N不变，信号波一个周期内输出的脉冲数是固定的，脉冲相位也是固定的。当逆变电路输出频率很低时，同步调制时的载波频率fc也很低。fc过低时由调制带来的谐波不易滤除。当负载为电动机时也会带来较大的转矩脉动和噪声。当逆变电路输出频率很高时，同步调制时的载波频率fc会过高，使开关器件难以承受。此外，同步调制方式比异步调制方式复杂一些。

分段同步调制是把逆变电路的输出频率划分为若干段，每个频段的载波比一定，不同频段采用不同的载波比。其优点主要是，在高频段采用较低的载波比，使载波频率不致过高，可在功率器件允许的范围内。而在低频段采用较高的载波比，以使载波频率不致过低而对负载产生不利影响。

4.26 如何提高PWM逆变电路的直流电压利用率？

采用梯形波控制方式，即用梯形波作为调制信号，可以有效地提高直流电压的利用率。对于三相PWM逆变电路，还可以采用线电压控制方式，即在相电压调制信号中叠加3的倍数次谐波及直流分量等，同样可以有效地提高直流电压利用率。

4.27 半控型三相全桥电流型方波逆变器的二极管和电容有什么作用？试分析其换流方式和换流过程。

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半控型三相全桥电流型方波逆变器二极管的主要作用是为了阻断环流电容间的放电，电容起到为强迫换流提供能量而达到快速换流的作用。该变流器采用的是强迫换流方式。换流和过程分析：

VTC+-113VT3VTC+-1VT313VDU1VDV3VDU1VDV3WVDVT iiWVDVT ii2222

（a） 0~t1时段换流过程（b） t1~t2时段换流过程

VT1C13-+VD1 ivUVVT3VTC-+113VT3VD3VD1VDUV3WVDVT iiW2VD2VT ii22

（c）t2~t3时段换流过程（d）t3~t4时段换流过程

图4-58晶闸管三相全桥（串联二极管式）电流型方波逆变器的换流过程

0~t1时段，初始恒流供电阶段。上桥臂VT1、VD1和下桥臂VD2、VT2导通，直流电流Id通过VT1、VD1和VD2、VT2向U相和W相负载恒流供电，如图4-58（a）所示。此时，VT3承受正向电压。

t1~t2时段，换流电容恒流放电。在t1时刻出发VT3,由于此时的VT3承受正向电压，因此VT3导通，此时，换流电容的C13通过VT3使VT1承受反压而关断。此时，直流电流Id通过VT1换流到VT3，并通过VT3、VD1和VD2、VT2使C13向U相和W相负载而恒流放电，如图4-58（b）所示。在换流电容电压下降到零之前，一直承受反向电压，只要反压时间大于晶闸管的关断时间，就能确保可靠关断。

t2~t3时段，二极管换流阶段。假设逆变器负载为阻感性负载，若t2时刻换流电容电压

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uc13下降到零，此时在U相负载电感的作用下，开始对C13反向充电。之后uc13使VD3正偏而导通并流过电流iv，此时VD1和VD3同时导通并进入二极管换流过程，如图4-58（c）所示。二极管换流过程中，VD1的电流iU=Id-iv。显然，随着iv的逐渐增大,iU将减少，若设t3时刻iU=0，则iv=Id，从而使VD1承受反压而关断，二极管换流过程结束。

t3~t4时段，换流后恒流供电阶段。t3时刻以后，换流电容C13反向充电过程结束并为下一次换流电压做好了准备。此时VT3、VD3稳定导通，换流过程结束。直流电流Id通过和VT3、VD3向VT2、VD2向U相和V相负载体用恒流供电，如图4-58（d）所示。以后的过程与上述分析一样，这里不再赘述。

二、计算题

4.28 SPWM控制的逆变电路，若调制波频率为400Hz，载波比为50，则载波频率为多少？一周期内有多少个脉冲波？

载波频率为40050Hz20kHz，一个周期内有20000个脉冲波

4.29 三相电压型桥式逆变电路，180°导电方式，Ud=100V。试求输出相电压的基波幅值UUN1m和有效值UUN1、输出线电压的基波幅值UUV1m和有效值UUV1、输出线电压中5次谐波的有效值UUV5。

输出相电压的基波幅值为

UUN1m输出相电压基波有效值为：

2Ud0.637Ud=63.7V πUUN1输出线电压的基波幅值为

UUN1m0.45Ud45V 2UUV1m输出线电压基波的有效值为

23Ud1.1Ud110V πUUV1UUV1m26Ud0.78Ud78V π输出线电压中五次谐波uUV5的表达式为：

uUV5其有效值为：

23Udsin5t 5πUUV523Ud52π15.59V

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三、设计题

4.30 UPS（Uninterruptible Power System/Uninterruptible Power Supply），即不间断电源，是将蓄电池与逆变器相连接，通过逆变器等模块电路将直流电转换成市电的系统设备。主要用于给单台计算机、计算机网络系统或其它电力电子设备提供稳定、不间断的电力供应。当市电输入正常时，UPS将市电稳压后供应给负载使用，同时它还向机内电池充电；当市电中断（事故停电）时，UPS立即将电池的直流电能，通过逆变器转换成交流电向负载继续供电，维持负载正常工作并保护负载软、硬件不受损坏。以某公司产品为例，UPS额定功率8kW，额定容量10kVA，输出电压220/230/240Vac，频率50/60Hz +/- 0.1Hz，电池240Vdc，效率>90%，试设计满足要求的逆变电路结构，并选取合适的功率器件。

简单的UPS系统框图

市电整流器逆变器负载蓄电池

逆变电路结构三相桥式逆变电路

VT1VTVD1a3VTVD35VD5udbcVT4VTVD6VTVD246VD2 IGBT的大小选择主要考虑耐压、耐流。根据逆变器的额定容量和输出电压，额定电流计算如下：

IeS3U10kVA15A

3380V额定电压选择：IGBT所承受最大的电压降为240V

考虑一定的电流，电压裕量（3倍以上），选取的IGBT额定电流为45A，额定电压为720V。

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一、简答题

5.1 试画出如图所示电路中负载上的电压和电流波形。 VDR+e=EsinωtmuR题5.1图

udEid

mUπ(Em-U)/R0 2π ωt0π 2π ωt

ud0π 2π ωt

π 2π ωt

5.2 滤波电路的作用是什么？常用的滤波电路有哪几种？各有何特点？

交流电经过二极管整流后方向单一，但是大小还是处在不断地变化之中。这种脉动直流一般不能直接给装置供电。要把脉动直流变成波形平滑的直流，还需要再做一番“填平取齐”的工作，这便是滤波。滤波的任务，就是把整流器输出电压或电流中的波动成分尽可能地减小，改造成接近恒定值的直流电。常用的滤波电路有电容滤波电路、电感滤波电路和复式滤波电路。

电容滤波电路利用了电容两端电压不能突变的特点，可实现电压平滑。而电感滤波电路则是利用电感两端的电流不能突变的特点，把电感器与负载串联起来，以达到使输出电流平滑的目的。把电容连接在负载并联支路，把电感或电阻连接在串联支路，可以组成复式滤波器，达到更佳的滤波效果。由电感与电容组成的LC滤波器，其滤波效能很高，适用于负载电流较大、要求纹波很小的场合。将电感换成电阻，即成为电阻与电容组成的RC滤波器。

这种复式滤波器结构简单，兼有降压、限流作用，滤波效能也较高。

5.3 在单相桥式全控整流电路中，若有一晶闸管因为过流而烧成短路，结果会怎样？如果这只晶闸管发生断路故障，结果又会怎样？

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如果有一只晶闸管因为过流而烧成断路，则该单相桥式全控整流电路将作为单相半波可控整流电路工作；如果这只晶闸管被烧成短路，则会引起其他晶闸管因对电源短路而烧毁，严重情况下甚至可能使整流变压器因过流而损坏。因此，在设计电路时，在变压器二次侧与晶闸管之间应串联快速熔断丝，起到过流保护的作用。

5.4 晶闸管三相半波整流电路的共阴极接法与共阳极接法，a、b两相的自然换相点是同一点吗？若不是，它们在相位上差多少度？

不是；相差180度

5.5 在如图所示的三相半波可控整流电路中，如果a相的触发脉冲消失，试绘出α=45°，带纯电阻性负载时的整流电压波形和晶闸管VT2两端电压波形。

TabcudVTVT12VTi3Rd题5.5图

 =45°uaubuc0tud0uVT20t1ubcubtt2t3ubt4t5ububt6t7ubct

5.6 试推导带大电感性负载的三相半波共阴极相控整流电路的电源电流平均值的表达式。

根据《电力电子技术》书中图5-15，可推得输出整流电压平均值为

12π35π+6π+62U2sin(t)d(t)1.17U2cos

每只晶闸管导通1/3周期，故Ia(AV)11Id=1.17U2cos 33R5.7 分别写出晶闸管单相桥式、三相半波、三相全桥整流电路，负载分别为电阻负载

和阻感负载（电感极大）时，触发角的移相范围为多少？电阻负载阻感负载（电感极大）晶闸管单相桥式整流电路晶闸管三相半波整流电路晶闸管三相全桥整流电路 46 / 8446 / 84

0-180° 0-150° 0-120° 0-90° 0-90° 0-90° 电力电子技术第二版张兴课后习题答案

5.8 三相桥式相控整流电路对触发脉冲有什么要求？

按VT1-VT2-VT3-VT4-VT5-VT6的顺序，相位依次差60°；共阴极组VT1、VT3、VT5的脉冲依次差120°，共阳极组VT4、VT6、VT2也依次差120°；同一相的上下两个桥臂，即VT1与VT4，VT3与VT6，VT5与VT2，脉冲相差180°。

5.9 三相桥式晶闸管全控整流电路，电阻负载，若VT1不能导通，画出此时整流电压ud波形。

udabacbcbacacbabac0t

5.10 如图所示的单相桥式半控整流电路中负载两端反并联的二极管有什么作用？

iTuiVTa2d21VT3LubdVDRRVD4VD2题5.10图

有续流二极管VDR时，当u2电压降到零时，负载电流经VDR完成续流，晶闸管关断，避免了某一个晶闸管持续导通从而导致失控的现象。同时，续流期间导电回路中只有一个管压降，也有利于降低损耗。

5.11 变压器漏感对桥式相控整流电路有什么影响？

对于单相全控桥，一个周期内换相两次，由于变压器二次绕组只有一个，因此换相回路只有一个电源电压和一个漏感，换相时四个晶闸管均处于导通状态，输出电压ud=0，电源电压在回路中产生环流ik，换相开始时，绕组中电流为-Id，到环流ik上升到Id时，换流结束。

Ud1dik1Id2LBd(t)LBdikXBId πdtπIdπ5.12 实现有源逆变必须满足哪些条件？

1）要有直流电动势，其极性和晶闸管导通方向一致，其绝对值大于变流器直流侧平均电压；2）晶闸管的触发角α＞π//2，使得Ud为负值。

5.13 什么是逆变失败？逆变失败后有什么后果？形成逆变失败的原因有哪些？有源逆变正常运行时，外接的直流电源电压EM与逆变电路输出的平均电压Ud极性相反，通常由于逆变回路的内阻很小，所以外接直流电源电压EM基本由逆变电路的输出平均电压Ud来平衡。若逆变时出现逆变输出电压减小、变零、甚至与直流电源顺极性串联等情况时，就会造成逆变回路过流，造成器件和变压器损坏。这种情况称为逆变失败，也称逆变

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。

造成逆变失败的原因主要在四个方面： 1）晶闸管本身的原因

晶闸管发生故障，不能正常导通和关断，会造成交流电源电压与直流电动势顺向串联，造成逆变失败。

2）交流电源的原因

交流电源缺相或突然消失，此时交流侧由于失去与直流电动势极性相反的交流电压，使直流电动势通过晶闸管形成电路短路。

3）触发电路的原因

触发电路工作不可靠，不能适时、准确地给各晶闸管分配脉冲，致使晶闸管不能正常换相，使交流电源电压与直流电动势顺向串联，形成短路。

4）逆变角β太小

若换相的裕量角不足，也会引起换相失败。

5.14 三相半波共阴极相控整流电路工作在有源逆变状态时，若某个触发脉冲丢失会出现何种现象？试分析具体工作过程。

发生逆变失败。

在ωt1时刻，触发电路应对晶闸管VT3提供触发脉冲uG3，则VT3导通，VT2关断承受反压而关断，实现正常换流。若由于某种原因造成uG3丢失，则VT3无法导通，而VT2继续导通到正半波。到ωt2时刻，由于此时ub＞ua，VT1虽然有触发脉冲uG1，但承受反压而无法导通。输出电压ud为正值，和直流电动势同极性，造成短路。

uGuG3uG1uG2uG10uduaubucuaωt0ωt1ωt2ωt

图5-14 触发脉冲丢失的工作波形图

5.15 将脉冲调制技术应用于整流电路中有何意义？

无论是不控整流电路，还是相控整流电路，功率因数低都是难以克服的缺点。而且网侧电流包含多次谐波，导致线路阻抗产生谐波压降，使原为正弦的电网电压也发生畸变；谐波电流还会对电网负载造成不良影响，使线路和变压器过热，造成设备损坏。

PWM整流电路是采用PWM控制方式和全控型器件组成的整流电路，它能在不同程度

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上解决传统整流电路存在的问题。把逆变电路中的SPWM控制技术用于整流电路，就形成了PWM整流电路。通过对PWM整流电路进行控制，使其输入电流非常接近正弦波，且和输入电压同相位，则功率因数近似为1，因此PWM整流电路也称单位功率因数变流器。 5.16 以Boost APFC的PWM整流电路为例，简述单相有源功率因数校正电路的基本原理。

交流输入电压经二极管桥式不控整流后，再经过DC/DC变换，通过相应的控制使输入电流平均值自动跟随整流电压基准值，可获得较高的网侧功率因数，并保持输出电压稳定。APFC电路有两个反馈控制环：输入电流环使DC/DC变换器输入电流为全波整流波形，并且与全波整流电压波形相位相同；输出电压环DC/DC变换器使输出端为一个直流稳压源，达到直流电源的稳压效果。

5.17 三相桥式不控整流电路的直流侧电压与交流侧电压有何关系？

1整流电压平均值Udπ32π3π33•2U2sintd(t)2.34U2

5.18 单相桥式全控整流电路、三相桥式全控整流电路中，当负载分别为电阻负载或电感负载时，要求的晶闸管移相范围分别是多少？

单相桥式全控整流电路带电阻性负载时的移相范围是0~180°，带阻感负载时移相范围是0~90°。

三相桥式全控整流电阻带电阻性负载的移相范围是0~120°，带阻感性负载时移相范围是0~90°。

5.19 无源逆变电路和有源逆变电路有何区别？

DC-AC变换器是指能将一定幅值的直流输入电压（或电流）变换成一定幅值、一定频率的交流输出电压（或电流），并向无源负载（如电机、电炉、或其它用电器等）供电的电力电子装置。DC-AC变换器又称为无源逆变电路。而将能把一定幅值的直流输入电压（或电流）变换成一定幅值、一定频率的交流输出电压（或电流），并向电网供电的电力电子装置称为有源逆变电路。

5.20 什么是PWM整流电路？它和相控整流电路的工作原理和性能有何不同？

PWM整流电路就是采用PWM控制的整流电路，通过对PWM整流电路的适当控制，可以使其电流十分接近正弦波且输入电压同相位，功率因数接近1。

相控整流电路是对晶闸管的开通起始角进行控制，属于相控方式。其交流输入电流中含有较大的谐波分量，且交流输入电流相位滞后于电压，总的功率因数低。 PWM整流电路采用SPWM控制技术，为斩控方式。其基本工作方式为整流，此时输入电流可以和电压同相位，功率因数近似1。PWM整流电路可以实现能量正反两个方向的流动，即既可以运行在整流状态，从交流侧向直流侧输送能量；也可以运行在逆变状态，从直流侧向交流侧输送能量。而且，这两种方式都可以在单位功率因数下运行。此外，还可以使交流电流超前电压

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电力电子技术第二版张兴课后习题答案

90°，交流电源送出无功功率，成为静止无功功率发生器，或电流比电压超前或滞后任一角度。

5.21 简述桥式PWM整流电路的基本原理。

按照正弦信号波和三角波相比较的方法对H桥中的V1~V4进行SPWM控制，就可以在桥的交流输入端ab产生一个SPWM波uab，uab中含有和正弦信号波同频率且幅值成比例的基波分量，以及和三角波载波有关的频率很高的谐波，不含有低次谐波。uab与电网的正弦电压us共同作用于输入电感L上，产生正弦输入电流is。us一定时，is幅值和相位仅由uab中基波幅值及其与us的相位差决定，通过控制整流器交流侧的电压uab的幅值和相位，就可获得所需大小和相位的输入电流is。

5.22 简述同步整流电路的基本原理。

在DC-AC-DC的直流变换电路中，其输出端整流电路属于高频整流电路，输出为正负对称的方波。当输出为低压大电流时，二极管的导通损耗会大大影响电路的输出效率。相对而言，低压大电流的Power MOSFET的导通压降却相对低的多，采用低压Power MOSFET作为整流器件可提高电路效率。此时Power MOSFET将工作在正向阻断而反向导通状态，其驱动电压波形应与输入电压同步，这便是同步整流名称的由来。

二、计算题

5.23 题5.23图中，已知电源电压e=380sinωt，电阻R=15Ω，计算U=190V时的电路平均电流。

VDR+e=Esintmu题5.23图

二极管导通区间为30°~150°，IT(AV)

15π/6380sintdt7A π/62πR5.24 如图所示的单相桥式相控整流电路，电感无限大，理想电源u2=U2msinωt。

（1）画出α=60°时的负载电流、电源电流、负载电压的波形，并计算电源电流的均方根值和运行的功率因数。

（2）若在负载两端反并联一个二极管，画出α=30°时的负载电流、电源电流、负载电压的波形。

iiVTa21d2VT3Tu1LuubVT2dRVT4题5.24图（1）

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idIdId0i20ud0ttIdtUd

0.9U2mcosUd,I2Id1.414R 411i2Id(sintsin3tsin5t)π31Idsinnt2Insinntπn1,3,5,nn1,3,5,

=cos1

（2）

I122cos1cos0.9cos0.45Iπ

idIdId0i20ud0ttIdt

5.25 具有变压器中心插头的单相双半波可控整流电路如图所示。（1）说明该变压器是否存在直流磁化问题。（2）试绘出α=30°电阻性负载输出整流电压Ud，晶闸管承受电压UT的波形。（3）若将VT2换成普通整流二极管VD，绘出相应波形，并推导输出直流电压。

Tu1VT1udVT2题5.25图

（1）理想变压器u2(t)N2 d dt式中，N2为变压器副端匝数；为磁通。则du2(t)u(t)dt,d2dt N2N2当VT1导通时：

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当VT2导通时：

21dπ2U2sin(t)d(t)

1212U2(cos1)32π2dπ+2U2sin(t)d(t)

232-2U2(cos1)在一个周期内变压器磁通增量为0，所以该变压器铁心中不存在直流磁化。（2）

（3）

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2π1πUd2U2sintd(t)2U2sintd(t)π2π

2U2(3cos)2π

5.26 三相半波共阴极相控整流电路由三相220V、50Hz电源供电，带30Ω电阻性负载。计算在α=30°时的负载电压的平均值、负载电流平均值、电源电流平均值。

πUd0.675U21cos()222.75V6Ud Id7.425ARIdIa2.475A35.27 三相半波共阴极相控整流电路，反电动势阻感负载，U2=100V，R=5Ω，电感极大，求当α=30°、E=50V时Ud和Id，并画出ud和iVT1的波形。

Ud1.17U2cos101VUdEId10.2AR

5.28 三相桥式晶闸管全控整流电路，由一个220V、50Hz理想三相电压源供电。负载R=10Ω与一个大电感串联，α=60°。计算:

（1）平均负载电压和消耗功率。

（2）晶闸管的电压和电流额定值（不考虑安全裕量）。

Ud2.34U2cos257V;IdUd/R26A;PUdId6682W;IVTId/315A 额定电压参考值为6U2538.9V;额定电流参考数值为IVT1/1.579.6A

5.29 如图所示电路，U2=220V，EM=－150V，电枢回路总电阻R=1Ω。说明当逆变角β=60°时电路能否实现有源逆变？计算此时电机的制动电流，画出此时输出电压波形（设电流连续）。

Tu2aVTVT1Liuddbc2VT3MEM题5.29图

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Ud1.17220cos60128.7V

UdEM

所以该电路可以实现有源逆变。电机的制动电流为IdUdEM128.7150A=21.3A R1ud2p/3 uaubuc0t1p/3 t2t

5.30 三相桥式全控整流电路，U2=100V，带电阻电感负载，R=5Ω，L值极大，当α=60

时，要求：

（1）画出ud、id和iVT1的波形；（2）计算Ud、Id、IdT和IVT。（1） ud、id和iVT1的波形如下：

u = 60° ua2ubuct10tⅠⅡuuacuuabbcⅢubaⅣucaⅤucbⅥuabuacd0tiid00ttVT1

（2） Ud、Id、IdT和IVT分别如下：

Ud2.34U2cos2.34100cos60117V

IdUd11723.4A R5Id23.47.8A 33IDVTIVTId23.413.51A 33 / 84 / 84

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5.31 晶闸管串联的单相半控桥整流电路（桥中VT1、VT2为晶闸管），如图所示，U2=100V，电阻电感负载，R=2Ω，L值很大，当α=60时求流过器件电流的有效值，并作出ud、id、iVT、iD的波形。

idVTTu2udLRVT2VD41VD3题5.31图

ud、id、iVT、iD的波形如下图：

u2p0ud2p

t0id0iVT10iVD20pIdIdttIdtt

负载电压的平均值为：

1π1cos(π/3)Udπ2U2sintd(t)0.9U267.5V

π32负载电流的平均值为：

IdUd67.5233.75A R2流过晶闸管VT1、VT2的电流有效值为：

IVT流过二极管VD3、VD4的电流有效值为：

1Id19.49A 3IVD2Id27.56A 35.32 带续流二极管的三相全控桥整流电路对大电感负载供电如图所示，R=2.5Ω，U2=110V，分别计算当α=30°和α=90°时输出电压平均值及开关管电流平均值和有效值。

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+Tuiui1aLVT1VT3VT52bui3cuVDdRVT4VT6VT2_题5.32图

（1）当α=30°时，续流二极管不导通，电路工作情况与未加续流二极管时相同。

Ud2.34U2cos222.91V

流过晶闸管的电流平均值IVT(avg)U1Idd29.72A 33R流过二极管的电流有效值为IVT(rms)11UdId51.48A 33RπU2.34U1cos(+)=34.48V （2）当α=90°时，d23流过晶闸管的电流有效值为IVT(avg)流过晶闸管的电流有效值IVT(rms)流过二极管的电流平均值为IVD(avg)流过二极管的电流有效值

U1Idd2.3A 66R11UdId5.63A 66RU1Idd6.9A 22RIVD(avg)11UdId9.75A 22R5.33 三相全控桥式变流电路，反电动势阻感负载，R=1Ω，L=∞，U2=-220V，当Ed=-400V，

β=60°时，求Ud、Id的数值。此时返回电网的平均功率为多少？

Ud2.34U2cos=2.347U2cos=-2.34220cos60?=-257.4V

IdUdEd257.4400142.6A R1由于L=∞，输出电流有效值（忽略谐波）为：IId 网侧有功功率为：

PdId2RIdEd142.621142.6(400)36705.24(W)36.7kW

送回电网的平均功率为36.7kW。

5.34 三相桥式变流电路，已知U2L=230V，反电势阻感负载，主回路R=0.8Ω，L=∞，

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假定电流连续且平滑，当Ed=-290V，β=30°时，计算输出电流平均值，输出电流有效值（忽略谐波），晶闸管的电流平均值和有效值。

Ud2.34U2cos2.34U2cos1.35U1Lcos1.35230cos30-269V 输出电流平均值为：

Id输出电流有效值为：

UdEd26929026A R0.82IIInId26A

2dn1晶闸管的电流平均值为：

11IdVTId268.67A

33晶闸管电流有效值为：

IVT1Id15A 3三、设计题

5.35 笔记本电脑电源适配器是消费类电子产品中非常重要的应用之一。从产品设计角度来看，不仅需要满足宽电压输入范围，还需要在轻载和待机条件下都能做到高能效输出。针对65W/20V输出电源适配器，如果输入电压范围为100-240VAC，兼容50Hz和60Hz交流电输入，请考虑设计一款满足上述要求并具有过压保护功能的隔离型电源适配器电路。

方案：先将电网电压整流滤波得到初级直流电压，其次经过斩波或逆变电路将直流电变换成高频的脉冲或交流电，再经过高频变压器将其变换成合适电压等级的高频交流电，最后将这一交流电进行整流滤波获得负载所需要的直流电压，其中从初级直流电压到负载所需要的直流电压的变换称隔离型DC/DC变换，完成这一功能的电路称隔离型DC/DC变换器。在小功率适配器中，我们选择反激式隔离型DC/DC拓扑。

设计的隔离型电源适配器电路拓扑图

VDTVD1i单相交流CTVSN1VD3+N2CRLVD2VD4VT

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5.36 车载充电机是指固定安装在电动汽车上，将公共电网的电能变换为车载储能装置所要求的直流电，并给车载储能装置充电的装置。针对某款产品需求，需要将三相交流市电转换成输出电压200~420V，标称输出电压336V，其中额定输入电流16A。请在充分考虑车载装置安全性、体积等实际要求的基础上，设计满足上述指标的车载充电机装置拓扑结构。交流市电整流滤波APFCDC/DC变换器车载动力电池组整流部分采用二极管整流桥就可以实现。

APFC（有源功率因数校正电路）主要是为了提高功率因数和抑制输入电流的高次谐波，一般工作与高配开关状态，相比于PPFC（无源功率因数校正电路），具有体积小，重量轻等特点。具体来说，Boost APFC电路得到广泛应用，考虑设计功率要求，选用此种拓扑。

DC/DC变换器可分为隔离式和非隔离式两种。隔离式DC/DC变换器可以将供电部分与电能输出部分隔离开来，提高系统的安全性。另外，我们可以通过改变变压器的匝数比来改变系统输出的大小。隔离式全桥式DC/DC变换器输出功率是最大的（本设计标称输出功率超过5kW），而且比较容易实现ZVS以减少功率损耗。因此我们选用全桥式DC/DC变换器。

拓扑结构图：

LVDVD1i单相交流VD3CVTVT1VD1VT3VD3TVD5LCVD6C+uoRLVD2VD4VT2VDVT24VD458 / 8458 / 84

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一、简答题

6.1 试说明什么是AC-AC变换器。

AC-AC变换，即是把一种形式的交流电变换成另一种形式的交流电，它可以是电压幅值的变换，也可以是频率或相数的变换，能实现这种变换的电路称为AC-AC变换器或AC-AC变换电路。

6.2 AC-AC变换器可以分为哪几类？各类型可以实现什么功能？

根据变换参数的不同，AC-AC变换电路可以分为交流调压电路、交流电力控制电路和交－交变频电路。

交流调压电路一般采用相位控制，可以维持频率不变，仅改变输出电压的大小。它广泛应用于电炉温度控制、灯光调节、异步电机的软启动和调速等场合。此外，在高压或低压大功率直流电源中，也常用交流调压电炉调节变压器一次电压。

交流电力控制电路包括交流调功电路和交流电子开关。交流调功电路采用通断控制，一般在交流电压的过零点接通或关断，加在负载上是整数倍周期的交流电，在接通期间负载上承受的电压与流过的电流均是正弦波，与相位控制相比，对电网不会造成谐波污染，仅仅表现为负载通断。交流电子开关一般也采用通断控制，用来替代交流电路中的机械开关，主要用于投切交流电力电容器以控制电网的无功功率。

交—交变频电路也称直接变频电路(或周波变流器)，可以实现不通过中间直流环节把某一频率（如电网频率）的交流电直接变换成不同频率的交流电，包括相控式交－交变频电路和PWM交－交变频电路。另外还有一种变频电路称交－直－交变频电路，它是先把交流整流成直流，再把直流逆变成另一种频率或可变频率的交流，需要通过直流中间环节，这种变频电路也称间接变频电路。

6.3 与间接变频电路相比，直接变频电路有什么区别？

交—交变频电路也称直接变频电路(或周波变流器)，是不通过中间直流环节把某一频率（如电网频率）的交流电直接变换成不同频率的交流电的变换电路，包括相控式交－交变频电路和PWM交－交变频电路。

与间接变频电路相比，只用一次变流，效率较高；可较方便的实现四象限工作。低频时输出波形接近正弦波。

但是接线复杂；受电网频率和变流电路脉波数的，输出频率较低，如其中的相控式交交变频电路只能实现降频而不能升频，电网频率为50Hz时，交交变频电路的输出上限频率约为20Hz；输入功率因数较低，输入电流谐波含量大。

但是近年来出现的矩阵变换电路这种直接变频电路，除具有能量直接传递，体积小，效

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率高的优点外，可获得正弦波形的输入电流和输出电压，波形失真度小；输入功率因数可任意调节，与负载功率因数无关；能量可双向传递，非常适合四象限运行的交流传动系统；控制自由度大，且输出频率不受输入电源频率的。

6.4 试从电压波形、功率因数、电源容量、设备容量及控制方式等几方面，分析比较采用晶闸管交流调压与采用自耦调压器的交流调压有何不同？

晶闸管交流调压电路输出电压的波形是正负半波都被切去一部分的正弦波，不是完整的正弦波，切去部分的大小与延迟角的大小有关。这种非正弦交流电中包含了高次谐波，会造成干扰，如果不采取措施就会影响其他用电设备的正常工作，这点必须注意。

另外，随着延迟角的增大，功率因数降低，因此，如果输出电流不变，要求电源容量随之增大，这是它的缺点。但是晶闸管交流调压设备重量轻，控制灵敏，易于实现远方控制和自动调切，这是它的优点。

与此相反，采用自耦调压器的交流调压，输出电压不论高低总是正弦波，不会引起干扰和功率因数降低(不计本身的励磁功率)，但它的调节方式是机械方式移动碳刷位置，要实现远方操作和自动调节必须加伺服机构，比较复杂。

6.5 在交流调压电路中,实现输出电压可控为什么要满足控制角大于负载功率因数角？

tgsin()sin()e 6-7

由式6-7得，当φ<α<π时，VTl和VT2的导通角θ均小于π，其电路工作波形如图6-3所示。α越小，θ越大，α=φ时,θ=π,也就是说该电路在阻感负载下触发脉冲的移相范围φ≤α≤π。当θ=π时负载电流连续，这时输出电压Uo等于输入电压U，这表示单相交流调压电路失控，这不表示α<φ时电路不能工作，下面就α<φ的情况进行分析。

当α继续减小使0≤α<φ，即触发脉冲在0≤ωt<φ的某一时刻触发VT1，则VT1的导通时间将超过π。到ωt=π+α时刻触发VT2时，负载电流io尚未过零，VT1仍在导通，VT2不会立即开通。直到io过零后，如VT2的触发脉冲有足够的宽度（如图6-4），VT2就会开通。因为α<φ，VT1提前开通，负载L被过充电，其放电时间也将延长，使得VTl结束导电时刻大于π+φ，并使VT2推迟开通，VT2的导通角当然小于π，如课本图6-4所示。一般情况下采用宽度为π-α的宽脉冲或脉冲序列触发。

在这种情况下，ωt的适用范围不再是α≤ωt≤α+θ，而是扩展到α≤ωt≤∞，因为这种情况下io已不存在断流区，其过渡过程和带R-L负载的单相交流电路在ωt=α(α<φ)时合闸所发生的过渡过程完全相同。此时io由两个分量组成，第一项为正弦稳态分量．第二项为指数衰减分量。在指数分量的衰减过程中，VT1的导通时间逐渐缩短，VT2的导通时间逐渐延长。当指数分量衰感到零后，VT1和VT2的导通时间都趋近到π，其稳态的工作情况与α=φ时完全相同，如图6-4所示。所以实现输出电压可控要满足控制角大于负载功率因数角。

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图6-3 阻感负载单相交流调压工作波形

图6-4    时阻感负载交流调压电路工作波形

6.6 试说明相控式交流调压电路与斩控式交流调压电路在控制上有何区别。

相控式交流调压电路采用移相控制技术，即通过改变触发角α的大小，使输出电压发生变化。

斩控式交流调压电路其基本原理和直流斩波电路有类似之处，故又称斩控式交流调压电路，电路中开关管按一定调制规律通断，按开关管调制规律的不同主要分为2种：脉冲宽度调制（PWM）和脉冲频率调制（PFM）。脉冲宽度调制（PWM）控制方式是电力电子开关变换器最常用的开关斩波控制方式，这种控制方式是指开关管调制信号的周期固定不变，而开关管导通信号的宽度可调。

6.7 试说明相控式交流调压电路与斩控式交流调压电路在控制上有何区别。

相控式交流调压电路采用移相控制技术，即通过改变触发角α的大小，使输出电压发生变化。

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6.8 试说明交流相控式调压电路与交流调功电路有何区别。

交流调压电路一般采用相位控制，即通过改变触发角α的大小，使输出电压发生变化。交流调功电路采用通断控制，一般在交流电压的过零点接通或关断，加在负载上是整数倍周期的交流电，在接通期间负载上承受的电压与流过的电流均是正弦波，与相位控制相比，对电网不会造成谐波污染，仅仅表现为负载通断。

6.9 如图所示，1个晶闸管和4个二极管组成单相交流调压线路，试分析其工作原理。

VD1VTVD3u VD4VD2R题6.9图

如果没有晶闸管电路，在交流电源正半周，二极管VD1和VD2导通，在负半周，二极管VD3和VD4导通，在交流电源的正负半周分别在t = 和t =p + 时刻触发晶闸管VT，得到负载两端的电压波形，如图6-9所示。每个晶闸管均在对应的交流电压过零点关断，晶闸管的控制触发角为，导通角为 =p -。负载电压波形是电源电压波形的一部分，负载电流（也即电源电流）和负载电压的波形相同。

图6-9 电阻负载单相交流调压工作波形

6.10 交流电子开关有何作用？与机械式开关相比有什么优点？交流电子开关一般也采用通断控制，作用就是替代接触器或其它可控开关，从而可以实现开关的频繁动作，主要用于投切交流电力电容器以控制电网的无功功率。和机械开关相比，这种开关响应速度快，没有触点，寿命长，可以频繁控制通断。

6.11 晶闸管投切电容器中的晶闸管按照什么原则投入？为什么？为了减少单组电容器投入时的冲击电流，应考虑电容器的投入时刻，一般以零冲击电流

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投入为最佳。因此，选择晶闸管投入时刻的原则是，该时刻交流电源电压应和电容器预先充电的电压相等。这样，电容器电压不会产生跃变，也就不会产生冲击电流。一般来说，理想情况下，希望电容器预先充电电压为电源电压峰值，这样在电源电压的峰值处投入电容器，冲击电流为零，之后电流才按正弦规律变化。这样，电容投入过程不但没有冲击电流，电流也没有阶跃变化，因此可以省去限流电感L。

6.12 试说明星形联接三相三线交流相控式调压电路控制角的移相范围为什么是0°～150°。

如果把晶闸管换成二极管，可以看出，相电流和相电压同相位，且相电压过零时二极管开始导通。因此把相电压过零点定为开通角α的起点。三相三线电路中，两相间导通时是靠线电压导通的，而线电压超前相电压30o，因此α角的移相范围是0o～150o。

6.13 试说明相控式交-交变频电路的基本原理，为什么只能实现降频而不能升频？相控式交交变频电路中变流器P和N都是相控整流电路，P组工作时，负载电流io为正，N组工作时，io为负。让两组变流器按一定的频率交替工作，负载就得到该频率的交流电。改变两组变流器的切换频率，就可以改变输出频率。按比例改变变流电路工作时的控制角，就可以改变交流输出电压的幅值。在半个周期内让P组角按线性规律从90°减到0°或某个值(Ud=kU2cosα=kU2sin(90°-α))，再线性增加到90°，每个控制间隔内的平均输出电压就按正弦规律从零增至最高，再减到零；另外半个周期可对N组进行同样的控制。

交交变频电路的输出电压是由许多段电网电压拼接而成的。输出电压一个周期内包含的电网电压段数越多，输出电压波形就越接近正弦波。每段电网电压的平均持续时间是由变流电路的脉波数决定的。因此，当输出频率增高时，输出电压一周期所含电网电压的段数就减少，波形畸变就严重。电压波形畸变以及由此产生的电流波形畸变和转矩脉动是输出频率提高的主要因素。所以，相控式交交变频电路只能实现降频而不能升频。就输出波形畸变和输出上限频率的关系而言，很难确定一个明确的界限。当然，构成交交变频电路的两组交流电路的脉波数越多，输出上限频率就越高。就常用的三相桥式电路而言，一般情况下，输出上限频率不高于电网频率的1/3～1/2。电网频率为50Hz时，交交变频电路的输出上限频率约为20Hz。

6.14 交-交变频电路的最高输出频率是多少？制约输出频率提高的因素是什么？

就常用的三相桥式电路而言，一般情况下，输出上限频率不高于电网频率不高于电网频率的1/3~1/2。电网频率为50Hz时，交交变频电流的输出上限频率约为20Hz。电压波形畸变以及由此产生的电流波形畸变是输出频率提高的主要因素。

6.15 相控式交-交变频电路的输入功率因数为什么比较低？交交变频电路采用的是相位控制方式，因此其输入电流的相位总是滞后于输入电压，需要电网提供无功功率。在输出电压的一个周期内，α角是以90°为中心而前后变化的。输出电压调制比越小，半周期内α的平均值越大，功率因数越低。另外，负载的功率因数越低，输入功率因数也越低。而且不论负载功率因数是滞后的还是超前的，输入的无功电流总是滞

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后的。

6.16 对单相相控交-交变频电路采用有环流控制方式时，为什么要保持αP=βN？产生脉动环流的原因是什么？可采取什么措施脉动环流？

单相相控交－交变频电路采用有环流控制方式时保持αP=βN，假设正组为整流，反组为逆变，即有αP=βN，UdαP=UdβN，且极性相抵，两组变流器之间没有直流环流。但两组变流器的输出电压瞬时值不等，会产生脉动环流。为防止环流只流过晶闸管而使电源短路，必须串入环流电抗器LC环流。

为保证LC发挥环流作用，常把环流电抗器对称串入正、反两组变流器的直流回路内。

6.17 三相相控式交-交变频电路有哪几种接线方式？它们有何区别？与单相相控式交交变频电路相比，在输出频率上是否有相同？

三相交交变频电路主要有两种接线方式，即公共交流母线联结方式和输出星形联结方式。

（1）公共交流母线进线方式由三组彼此的、输出电压相位相互错开120°的单相交交变频电路构成，它们的电源进线通过进线电抗器接在公共的交流母线上。因为电源进线端公用，所以三组单相交交变频电路的输出端必须隔离。为此，交流电动机的三个绕组必须拆开，共引出六根线。这种电路主要用于中等容量的交流调速系统。

（2）输出星形联结方式输出星形联结方式是指三组输出电压相位相互错开120°的单相交交变频电路的输出端是星形联结，电动机的三个绕组也是星形联结，电动机中性点不和变频器中性点接在一起，电动机只引出三根线即可。因为三组单相交交变频电路的输出联接在一起，其电源进线就必须隔离，因此三组单相交交变频器分别用三个变压器供电。由于变频器输出端中点不和负载中点相联接，所以在构成三相变频电路的六组桥式电路中，至少要有不同输出相的两组桥中的四个晶闸管同时导通才能构成回路，形成电流。

相控三相交交变频电路的输出上限频率和输出电压谐波和单相交交变频电路是一致的。 6.18 相控三相交-交变频电路采用梯形波输出控制方式有什么优点？为什么？可以有效提高输出功率因数，因为梯形波中的主要谐波成分是三次谐波，在线电压中三次谐波相互抵消，线电压仍为正弦波，而变流器较长时间工作在高输出电压区域（即梯形波的平顶区）时，α角较小，因此输入功率因数可得到明显的提高。

6.19 矩阵变换器的控制原理是什么？它具有哪些特点？

矩阵变换器所用的开关器件是全控型，控制方式是斩控方式，按一定调制规律通断开关管。以课本图6-20所示的电路为例说明，SUrA、SUB、SUC以及S均采用课本图6-9（b）所示的双向可控电子开关。在给定正弦电压的正半波，当A相电压最高时，SUA斩波，B相电压最高时，SUB斩波，C相电压最高时，SUC斩波，S续流，这样负载上就得到正向电压。在给定正弦电压

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电力电子技术第二版张兴课后习题答案

的负半波，当A相电压最低时，SUA斩波，B相电压最低时，SUB斩波，C相电压最低时，SUC斩波，S续流，这样负载上就得到负向电压。为了减少开关器件，可将续流回路的开关器件去掉，如图6-21(a)。这时，在给定电压的正半波，当某相电压最高，则该相对应开关管斩波，而电压最低的那一相的开关管作为续流管。如A相电压最高，B相电压最低，则SUA斩波SUB续流。

矩阵变换器(MatrixConverter)作为一种新型的交—交变频电源，它有以下优点：（1）无中间直流或交流环节，能量直接传递，体积小，效率高；（2）可获得正弦波形的输入电流和输出电压，波形失真度小；（3）输入功率因数可任意调节，与负载功率因数无关；（4）能量可双向传递，非常适合四象限运行的交流传动系统；（5）控制自由度大，且输出频率不受输入电源频率的。

6.20 试说明矩阵变换器开关换流时若不能实现开关同步切换，可能出现何种现象。矩阵变换器主要的换流方案有哪几类？

会出现开通重叠或关断死区，开通重叠造成电源短路，关断死区则造成感性负载回路开路。

换流方案主要由三种：

（1）死区换流方案设置死区以避免换流时输入线间短路，同时提供某种形式的电压缓冲或可替代的电流通路以避免感性负载开路时引起的开关过电压。在有缓冲电路和电感性负载时开关为硬开关运行方式，缓冲能量被释放时会伴随能量损耗;

（2）重叠换流方案重叠换流是以输入线间短暂的短路过程来实现电流的切换，为此需在输入线中引入小电感以短路电流。鉴于限流电感体积大、成本高，同时又有可能引入新的过电压等弊病，一般应尽量避免使用重叠换流方式;

（3）四步换流方案如果需要换流的两双向开关都是由两个单向开关组合而成并可控制，这时可采用一种称之为四步换流的方式实现器件间的安全切换。

6.21 晶闸管电容投切无功补偿电路的投入原则和为什么选用这样的原则？

选择晶闸管投入时刻的原则是，该时刻交流电源电压应和电容器预先充电的电压相等。这样，电容器电压不会产生跃变，也就不会产生冲击电流。

6.22 交流调压电路和交流调功电路有什么区别？二者各运用于什么样的负载？为什么？

交流调压电路广泛应用于电炉温度控制、灯光调节、异步电机的软启动和调速等场合。

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此外，在高压或低压大功率直流电源中，也常用交流调压电路调节变压器一次电压。相位控制的特点是维持频率不变，仅仅改变输出电压的大小。

交流调压电路主要采用相位控制对输出电压进行调节，主要用于灯光调节、异步电机的软启动和调速等场合，交流调功电路常用于电炉温度这样时间常数很大的控制对象，由于控制对象的时间常数大，没有必要对交流电源的每个周期进行频繁控制，与相位控制相比，

对电网不会造成谐波污染

6.23 试述单相交-交变频电路的工作原理。

相控式交交变频电路中变流器P和N都是相控整流电路，P组工作时，负载电流io为正，N组工作时，io为负。让两组变流器按一定的频率交替工作，负载就得到该频率的交流电。改变两组变流器的切换频率，就可以改变输出频率。按比例改变变流电路工作时的控制角，就可以改变交流输出电压的幅值。在半个周期内让P组角按线性规律从90°减到0°或某个值(Ud=kU2cosα=kU2sin(90°-α))，再线性增加到90°，每个控制间隔内的平均输出电压就按正弦规律从零增至最高，再减到零；另外半个周期可对N组进行同样的控制。

6.24 交-交变频电路的输出频率有何？

电压波形畸变率以及由此产生的电流波形畸变是输出频率提高的主要因素。就输出波形畸变和输出上限频率的关系而言，很难确定一个明确的界限。当然，构成交交变频电路的两组交流电路的脉波数越多，输出上限频率就越高。就常用的三相桥式电路而言，一般情况下，输出上限频率不高于电网频率的1/3~1/2。电网频率为50Hz时，交交变频电路的输出上限频率约为20Hz。

6.25 三相交-交变频电路有哪两种接线方式？它们有什么区别？公共交流母线联接方式和输出星形连联接方式

（1）公共交流母线进线方式。由三组彼此的、输出电压相位相互错开120°的单相交交变频电路构成，它们的电源进线通过进线电抗器接在公共的交流母线上，因为电源进线端公用，所以三组单相交交变频电路的输出端必须隔离。为此，交流电动机的三个绕组必须拆开，共引出六根线。这种电路主要应用于中等容量的交流调速系统。

（2）输出星形联接方式。输出星形联接方式是指三组输出电压相位相互错开120°的单相交交变频电路的输出端是星形联接，电动机的三个绕组也是星形联接，电动机中性点不和变频器中性点接在一起，电动机只引出三根线即可。因为三组单相交交变频电路的输出连接在一起，其电源进线就必须隔离，因此三相单相交交变频器分别用三个变压器供电。由于变频器输出端中点不和负载中点相连接，所以在构成三相变频电路的六组桥式电路中，至少要有不同输出相的两组桥中的四个晶闸管同时导通才能构成回路，形成电流。和整流电路一样，同一组桥内的两个晶闸管靠双触发脉冲保证同时导通。而两组桥之间则是靠各自的触发脉冲有足够的宽度，以保证同时导通。

二、计算题

6.26 一相控式单相交流调压电路,电源电压为220V(AC),给电阻为2Ω、感抗为3.676mH

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的串联负载供电。求：

（1）控制角移相范围。

（2）晶闸管电流的最大有效值。

（1）=arctan(L/R)arctan(2π503.67610所以控制移相角范围为30°≤α≤π

（2） α=φ时，输出电压最大，电流也最大，IVTIo/2， Io3/2)30 ,

220R(L)222202(2π503.67610)23295.26A ,IVT67.36A

6.27 一台220V、10kW的电炉，现采用晶闸管单相交流调压使其工作于5kW，试求出其工作电流以及电源侧的功率因数。

电炉是电阻性负载。220V、10kW的电炉，可求的其电阻值

U2R4.84

P电炉工作在5kW的时候，电压有效值为：

U0由关系式：U0=U22U2155.5(V) 21πsin2 2ππ带入数据求得控制角为：=90 工作电流为：I0=U032.1(A) R2I0R32.124.840.7062 电源侧功率因数为：cosU2I022032.16.28 一电阻负载由单相交流调压电路供电，电源电压U1=220V，负载电阻R=10Ω。求

电路的最大输出功率，以及当α=90°时的输出电压有效值、电流有效值、输出功率及输入功率因数。

单相交流调压电路当α=0时的输出电压、输出功率最大，为

UomaxU1220V

因此最大输出功率为

Pmax当α=90°时

U1222024840W R1067 / 8467 / 84

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UoU1220sin2π2ππsin(2π/2)ππ/2 2ππ155.6V此时

IoUo155.615.56A R10PoIo2R15.562102420W

PoP2420o0.707 SU1Io22015.566.29 单相交流调压电路如图所示，Ui=220V，L=5.516mH，R=1Ω，试求：（1）控制角α的移相范围。（2）负载电流的最大有效值。（3）最大输出功率和功率因数。

VTVTi12uLRvi题6.29图

（1）单相交流调压电感性负载时，控制角α的移相范围是φ ~ 180°

=arctanLRarctan2p505.51660

1所以控制角α的移相范围是60°~ 180°。

（2）因=时，电流为连续状态，此时负载电流最大。

I（3）最大功率

U2220110A

2|Z|11.732PU2IcosU2Icos220110cos6012.1kW

coscoscos600.5

三、设计题ew

6.30 晶闸管投切电容器(Thyristor Switched Capacitor—TSC)是在电力系统广泛应用实现无功补偿的装置。由于电容器接线方式存在差异，决定了所采用的补偿方式也是不同的。请对三相TSC进行三相电路主接线方式的设计。通常来说TSC系统由主电路、微处理器控制电路、电信号检测电路和投切驱动电路组成。请设计系统结构框图，并对各组成部分的功

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能和相互关系进行描述，并阐述电路实现无功补偿的原理。

TSC主回路接线方式可以分为三角形接法、星形接法等

ABCABC三角形角外接法ABCNABC三角形角内接法星形加装中线接法CL星形无中线接法主电路投切驱动电路

微处理器控制电路电信号检测信号为了减少电容器投入时的冲击电流，应考虑电容器的投入时刻，一般以零冲击电流投入为最佳。电信号检测模块检测到交流电源电压大小和电容器预先充电的电压相等时候，微处理器控制电路发出触发信号，开通晶闸管，投切电容器。

无功补偿的原理：电网中的电力负荷如电动机、变压器等，大部分属于感性负荷，在运行过程中需向这些设备提供相应的无功功率。在电网中安装并联电容器等无功补偿设备以后，可以提供感性负载所消耗的无功功率，减少了电网电源向感性负荷提供、由线路输送的无功功率，由于减少了无功功率在电网中的流动，因此可以降低线路和变压器因输送无功功率造成的电能损耗。

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一、简答题

7.1 开关过程中会产生什么现象给开关管和电路工作带来不利影响？

在功率变换电路中，每只功率管都要进行开通与关断控制。由于功率管不是理想器件，在开通时开关管的电压不是瞬时下降到零，而是有一个下降时间，同时它的电流也不是瞬时上升到负载电流，也有一个上升时间。在这段时间里，电流和电压有一个交叠区，产生损耗，通常称之为开通损耗（Turn-on loss）。当开关管关断时，开关管的电压不是瞬时从零上升到电源电压，而是有一个上升时间，同时它的电流也不是瞬时下降到零，也有一个下降时间。在这段时间里，电流和电压也有一个交叠区，产生损耗，通常称之为关断损耗（Turn-off loss）。

在工作电压和工作电流一定的条件下，功率管在每个开关周期中的开关损耗是恒定的，变换器总的开关损耗与开关频率成正比，开关频率越高，总的开关损耗越大，变换器的效率就越低。开关损耗的存在了变换器开关频率的提高，从而了变换器的小型化和轻量化。同时，开关管工作在硬开关时还会产生较高的di/dt和dv/dt，从而产生较大的电磁干扰（Electromagnetic Interference）。

7.2 解释什么是零电压开通和零电流关断。

零电压开通：开关器件两端的正向电压uT谐振到零，在uT=0期间施加驱动信号开通开关管，因而开关管的开通过程中和随后的电流iT建立的过程中uT=0，开关损耗pT=uTiT≡0，而无开通损耗。

零电流关断：开关器件两端的正向电压iT谐振到零，在iT=0期间撤出驱动信号，关断开关器件，因此在开关管的关断过程中iT=0，pT=uTiT≡0，而无关断损耗。

7.3 软开关电路可以分为哪几类？各有什么特点？

根据软开关技术发展的历程可以将软开关电路可以分成准谐振变换器和PWM软开关变换器。PWM软开关变换器主要分为零开关PWM变换器、零转换PWM变换器和移相控制软开关PWM全桥变换器。准谐振变换器（Quasi Resonant Converter，QRC）的特点是谐振元件参与能量变换的某一个阶段，不是全程参与，但是需要采用频率调制方法，这使得电源的输入滤波器、输出滤波器的设计复杂化，并影响系统的噪声。

零开关PWM变换器在QRC的基础上，加入一个辅助开关管，来控制谐振元件的谐振过程，实现恒定频率控制，即实现PWM控制。与QRC不同的是，谐振元件的谐振工作时间与开关周期相比很短，一般为开关周期的1/10-1/5。与准谐振电路相比，这类电路有很多明显的优势：电压和电流基本上是方波，只是上升沿和下降沿较缓，开关承受的电压明显降低，电路可以采用开关频率固定的PWM控制方式。

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零转换PWM变换器的辅助电路只是在开关管开关时工作，其他时候不工作，同时，辅助电路不是串联在主功率回路中，而是与主功率回路相并联，从而减小了辅助电路的损耗，使得电路效率有了进一步提高；辅助电路的工作不会增加主开关管的电压和电流应力，主开关管的电压和电流应力很小，与常规的PWM变换器的电压和电流应力一样；由于辅助谐振电路与主开关并联，因此输入电压和负载电流对电路的谐振过程的影响很小，电路在很宽的输入电压范围内并从零负载到满载都能工作在软开关状态。

移相控制软开关PWM全桥变换器在不增加额外元器件的情况下，通过移相控制方式，使功率开关管实现了零电压导通，减小了开关损耗；降低了开关噪声，提高整机效率，减小了整机的体积与重量；保持了恒频控制，且开关管的电压电流应力与常规的PWM全桥变换器基本相同。

根据变换器电流中主要开关元件的开关过程是零电压开通还是零电流关断，可以分为零电压软开关电路和零电流软开关电路。零电压软开关电路开关管导通时实现软开关，减小了开通损耗，零电流软开关电路开关管关断时实现软开关，减小了关断损耗。

7.4 说明如何实现完全无损耗的开关过程，解释什么是软开关。

通过在原来的开关电路中增加很小的电感、电容等谐振元件，构成辅助换流网络，在开关过程前后引入谐振过程，使开关开通前电压先降为零，或关断前电流先降为零，就可以消除开关过程中电压、电流的重叠，在开关压降为零期间施加驱动信号开通开关管或在开关流过的电流为零期间撤除驱动信号关断开关管，从而大大减小甚至消除开关损耗和开关噪声，可以获得无损耗开关特性。软开关电路中典型的开关过程如题7-5图所示，具有零电压开关ZVS（Zero Voltage Switching）和零电流开关ZCS（Zero Current Switching）或近似零电压开关与零电流开关过程的开关称为软开关。

uiiu0p0tont0p0toffttt

（a）开通过程（b）关断过程

题7-5图软开关的开关过程

7.5 Buck型零电流开关准谐振变换器和Boost型零电压开关准谐振变换器均为PFM工作方式，请问哪一种为开关管导通时间固定？哪一种为开关管关断时间固定？

Boost型零电压开关准谐振变换器开关管关断时间固定，Buck型零电流开关准谐振变换器VTS的导通时间固定。

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7.6 以Boost变换器为例，说明零电压开关PWM变换器与零电压开关准谐振变换器在电路结构及特性上有哪些区别。

电路结构上的区别是零电压开关PWM变换器在QRC的基础上，加入一个辅助开关管，来控制谐振元件的谐振过程，实现恒定频率控制，即实现PWM控制。

ZVS 准谐振Boost变换器中，Lr，Cr的谐振回路进入谐振后，其谐振过程连续，不会被打断。而ZVS PWM Boost变换器中，使用谐振周期较小的Lr、Cr参数，并引入辅助开关管VTS1，辅助开关VTS1关断时，Lr，Cr的谐振回路开始谐振；直到Cr的电压下降为0，VDS导通，Lr通过VDs续流，将Ucr箝位在0，可以实现VTs零电压开通。通过控制VTS1的开通时刻来调节VTs在一个固定工作周期内的导通时间，也就调节了固定工作周期内开关的占空比，可以实现PWM控制。

7.7 以Boost变换器为例，说明零电压转换PWM变换器的工作原理。与零电压开关PWM变换器相比，在特性上有何改进？

零电压转换PWM Boost变换器的电路拓扑如图7-23(a)所示，为了简化分析，假设输入滤波电感足够大，输入电流看成是理想的直流电流源Ii，同时，假定输出滤波电容足够大，输出电压看成是理想的直流电压源Uo。一个开关周期内存在8个不同的工作阶段，其主要工作波形如图7-23（b）所示，各阶段工作过程分析如下：

（a）电路拓扑（b）主要工作波形图

7-23零电压转换PWM Boost变换器的电路拓扑与工作波形

（1） t0~t1阶段，谐振电感充电阶段，电流路径示意图如图7-25(a)所示。t0以前，主开关VTS和辅助开关VTS1断态，二极管VD导通。t0时刻，VTS1导通，电感Lr中电流线性上升，VD中的电流线性减小，t1时刻iLr达到Ii，VD中的电流下降到零，VD在软开关下关断。

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（2） t1~t2阶段，谐振阶段，电流路径示意图如图7-25(b)所示。t1时刻，iLr达到Ii，VD中的电流下降到零，VD关断，Lr、Cr开始谐振，Cr中的能量开始向Lr转移，iLr继续增大，uCr开始下降，t2时刻，iLr达到峰值，uCr下降到零。

（3） t2~t3阶段，iLr续流阶段，电流路径示意图如图7-25(c)所示。t2时刻，iLr达到峰值，uCr下降到零，随后VDS导通给iLr续流并维持峰值，uCr维持零，直到t3时刻VTS1关断。

VDVDVDIiSLrVDVT1VDSUoLrrVD1CVTSrIiCVTSUVTS1oS1

（a）谐振电感充电阶段（b）谐振阶段

VDVDIiSLrrVDVTS11VDUSLrrVDVT1CVTSIioCVTSUoS1

（c）iLr续流阶段（d）谐振电感放电阶段（1）

VDVD

VDIiSLrrVD1UoVDSLrrVDVT1CVTSIiCVTSUS1oVTS1

（e）谐振电感放电阶段（2）（f）储能电感充电阶段

VDVDSLrrVD1VDSLrrVD1IiCVTSUVTS1oIiCVTSUVTS1o

（g）谐振电容充电阶段（h）能量传输阶段

图7-25 ZVT-PWM Boost变换器工作过程分解

（4） t3~t4阶段，谐振电感放电阶段（1），电流路径示意图如图7-25(d)所示。t3时刻，VTS1关断，VD1导通，iLr和VDS中的电流开始下降，t4时刻，VDS中的电流下降到零，第4阶段结束。t2~t4时间段内，VTS反并联二极管VDS在导通，这时开通VTS，VTS零电压导通。

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（5） t4~t5阶段，谐振电感放电阶段（2），电流路径示意图如图7-25(e)所示。t4时刻，VDS中的电流下降到零，随后VTS开始导通，iVTs增大，iLr减小，t5时刻，iVTs等于Ii，iLr下降到零。

（6） t5~t6阶段，储能电感充电阶段，电流路径示意图如图7-25(f)所示。t5时刻，iLr

下降到零，iVTs上升到Ii，随后VTS为输入电流提供续流回路。该状态维持到t6时刻，VTS关断。

（7） t6~t7阶段，谐振电容充电阶段，电流路径示意图如图7-25(g)所示。t6时刻，VTS在谐振电容的作用下软关断（广义），随后谐振电容两端电压uCr即VTS两端电压线性上升，t7时刻，uCr上升至Uo，随后VD导通。

（8） t7~t8阶段，能量传输阶段，电流路径示意图如图7-25(h)所示。t7时刻，VD导通，uCr电压被箝在Uo，直到t8时刻，VTS1导通，进入下一个工作周期。

与零开关变换器相比具有更突出的优点：①辅助电路只是在开关管开关时工作，其他时候不工作，同时，辅助电路不是串联在主功率回路中，而是与主功率回路相并联，从而减小了辅助电路的损耗，使得电路效率有了进一步提高；②辅助电路的工作不会增加主开关管的电压和电流应力，主开关管的电压和电流应力很小，与常规的PWM变换器的电压和电流应力一样；③由于辅助谐振电路与主开关并联的，因此输入电压和负载电流对电路的谐振过程的影响很小，电路在很宽的输入电压范围内并从零负载到满载都能工作在软开关状态。这是它零开关PWM变换器的根本区别，这也使得软开关技术在中大功率变换器中的应用成为可能。

7.8 实现零电压开通的软开关变换器在实现主开关管零电压开通时能否实现软关断？实现零电流关断的软开关变换器在实现零电流关断时能否实现软开通？

均不可以，一个电路中的软开关变换器不可以同时实现零电压开通和零电流关断。 7.9 试分析移相全桥ZVS-PWM DC/DC变换器的工作原理和实现软开关的条件。并作出流过变压器原边的电流波形和变压器原边电压波形以及变压器副边整流电压的波形。

工作原理：移相控制ZVS-PWM全桥变换器电路拓扑如图7-29所示，图中VT1、VT2

的控制信号分别超前VT4、VT3的控制信号一个相位角j，VT1、VT2构成的桥臂称超前桥臂，VT4、VT3构成的桥臂称滞后桥臂。

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图7-29移相全桥ZVS－PWM DC/DC变换器的主电路拓扑

为了分析方便，假设：

(1) 所有开关管、二极管均为理想器件； (2) (3) (4)

所有电感、电容和变压器均为理想元件； C1=C2=C3=C4=C

L>>Lr/n2，n为变压器原副边匝比。

（a）超前臂谐振阶段

（b）续流阶段

（c）滞后臂谐振阶段

（d）能量回馈阶段

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（e）电流反向增大阶段

（f）能量传输阶段

图7-31移相控制ZVS－PWM DC/DC全桥变换器工作过程分解

在一个开关周期中，移相控制ZVS-PWM全桥变换器有12个工作阶段，图7-30给出该变换器的工作波形，图7-31给出前半开关周期各阶段电流路径示意图。各阶段工作过程分析如下： (1)

t0~t1阶段，超前臂谐振阶段，电流路径示意图如图7-31(a)所示。t0之前，VT1、VT4

导通，uAB为+Ui，t0时刻，VT1关断，变压器原边电流ip从VT1转移到C1、C2支路，这时Lr与L（注意：折算到原边的值为n2L）串联和C1、C2开始谐振，由于n2L足够大，ip基本不变，因此谐振过程C1两端电压线性增大，C2两端电压线性减小，直到t1时刻，C1两端电压增大到Ui，C2两端电压减小到零，VD2导通，谐振过程结束。

(2) t1~t3阶段，续流阶段，电流路径示意图如图7-31(b)所示。t1时刻，C1两端电压增大到Ui，C2两端电压减小到零，VD2导通，将VT2两端电压箝位成零电压，t2时刻开通VT2，则VT2零电压开通，这时由负载电流（恒流）折算到变压器原边的电流ip经VT4、VD2续流，uAB为零，变压器副边电流路径不变，直到t3时刻，VT4关断。注意，若负载不是恒流源，变压器原边电流在这一阶段将开始下降，VD5、VD6将开始换相。

(3) t3~t4阶段，滞后臂谐振阶段，电流路径示意图如图7-31(c)所示。t3时刻，V4关断，变压器原边电流ip从VT4转移到C3、C4支路，这时Lr和C3、C4开始谐振，谐振过程C4两端电压增大，C3两端电压减小，由于VT4的关断，使得变压器原边电流下降，副边VD5、VD6将开始换相，变压器副边相当于短路，因此L不参与谐振。直到t4时刻，C4两端电压增大到Ui，C3两端电压减小到零，VD3导通，谐振过程结束。

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电力电子技术第二版张兴课后习题答案

(4) t4~t6阶段，能量回馈阶段，电流路径示意图如图7-31(d)所示。t4时刻，C4两端电压增大到Ui，C3两端电压减小到零，VD3导通，这时变压器原边漏抗中储存的能量经VD2、VD3回馈到输入电源，t5时刻开通VT3，由于VD3导通将VT3两端电压箝位成零，因此VT3零电压开通，直到t6时刻，变压器原边电流ip下降到零。

(5) t6~t7阶段，电流反向增大阶段，电流路径示意图如图7-31(e)所示。t6时刻，变压器原边电流ip下降到零，电源经过VT3、VT2将Ui加到变压器原边，由于变压器副边换相短路，变压器原边电流ip将以Ui/Lr的速率增加，t7时刻ip上升到等于负载电流，副边换相结束，VD5关断。

(6) t7~t8阶段，能量传输阶段，电流路径示意图如图7-31(f)所示。t7时刻ip上升到等于负载电流，副边换相结束，VD5关断，电源Ui将经过VT3、VT2、变压器和VD6向负载传输能量，这一阶段变压器原边电流仍增加，增加速率为(Ui-nUo)/(Lr+n2L)，直到t8时刻，VT2关断，随后进入下一个半周期。

为了实现零电压开通需满足两个条件：①谐振电路本身(参数与状态)应保证能通过谐振使导通管结电容完全放电；②驱动信号必须在导通管结电容完全放电（两端电压降为零）后给出，即同一桥臂的导通与关断信号之间的间隔应大于相应结电容的充放电时间。