CMMB接收机中的载波频偏跟踪估计

第１２卷第９期　电子元器件主用　Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ　Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ＆Ｄｅｖｉｃｅ　Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ　Ｖｏ】．１２　Ｎｏ．９　Ｓｅｐ．２０１０　２０１０年９月　ｄｏｉ：ｌＯ．３９６９／ｊ．ｉｓｓｎ．１５６３－４７９５．２０１０．０９．０３０　ＣＭＭＢ接收机中的载波频偏跟踪估计　柳中原，于忠臣　（北京工业大学北京市嵌入式系统重点实验室，北京　１００１２４）　摘　要：ＣＭＭＢ（中国移动多媒体广播）是中国移动多媒体广播的行业标准。文中提出了一　种适合于ＣＭＭＢ接收端解调部分的小数倍子载波频偏跟踪估计算法，该算法在ＣＭＭＢ接收端　解调系统中首先进行频偏捕获纠正，捕获阶段结束即进入载波跟踪阶段，并在此阶段的频域　利用导频来完成小数倍子载波的频偏估计。　关键词：移动多媒体广播；正交频分复用；载波频率偏差；同步；载波间干扰　Ｏ　引言　ＣＭＭＢ（Ｃｈｉｎａ　Ｍｏｂｉｌｅ　Ｍｕｌｔｉｍｅｄｉａ　Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ，　中国移动多媒体广播１是国家广电总局于２００６年　ｊ（　掣旦＋　ｒ（　ｍ）ｅ　＋　（ｍ）　（２）　其中，△，是归一化到子载波间隔（１／　后的　频偏，△　为相位偏差，ｎ（ｍ）是ＡＷＧＮ。频偏表　１Ｏ月２４日颁布的移动多媒体广播行业标准。该标　准规定了广播业务频率范围内．移动多媒体广播　示为Ａｆ＝Ａｆｉ＋　，　是Ａｆ４，数部分四舍五人后的整　数，　∈卜０．５，Ｏ．５】是其小数部分。本文所要　提出的是在接收系统进入跟踪阶段后的小数倍频　系统广播信道的帧结构、信道编码和调制方式。　ＣＭＭＢ系统的物理层采用正交频分复用ｆＯＦＤＭ）　调制方式，该方式可有效抵抗由多径效应所引起　偏△，的估计算法。　的频率选择性衰落，但对频偏却十分敏感。频偏　会破坏ＯＦＤＭ系统的正交性，从而引起载波间干　扰（ＩＣＩ），因此，接收机需要对载波频偏进行估　计并纠正。为此，本文针对ＣＭＭＢ接收机解调芯　２小数倍子载波频偏估计　频偏分为整数倍频偏和小数倍频偏，接收机　首先在时域中对小数倍子载波频偏进行估计，以　恢复子载波间正交性，在此基础上再进行Ｆ丌变　片的小数倍子载波跟踪算法进行了分析。　化后到频域中进行整数倍子载波频偏估计。至此　系统就可完成频偏捕获。然后进人跟踪阶段。本　阶段再由导频处理模块进行小数倍子载波频偏跟　踪估计．本文主要对导频处理模块进行研究。图　１　ＣＭＭＢ信号模型及载波频偏分析　在ＣＭＭＢ系统中．一个ＯＦＤＭ符号可由ＩＦＦ１１　产生。时域中的ＯＦＤＭ符号可用下式表示：　１所示是粗载波频偏估计及恢复结构图。　（　：　其中，　）ｅ　￣４　ｋ　Ｔｓｍ　（ｋ）是第ｋ个子载波正交幅度调制　（ＱＡＭ）或相移键控（ＰＳＫ）符号，』ｖ是ＯＦＤＭ符号　子载波数，　为符号周期，ｌｉＴ，是子载波频率间　隔。在ＣＭＭＢ接收端，对ＡＷＧＮ信道下变频后的　图ｌ　粗载波频偏估计及恢复结构图　信号ｒ（ｍ）可以表达为：　２．１算法分析及硬件实现　由　ＯＦＤＭ系统中同一个时隙ｆｔｉｍｅｓｌｏｔ）内　收稿日期：２０１０—０３—２５　的各个ＯＦＤＭ符号的连续导频的内容和其所处的　２０１０．９　ＷＷＷ．ｅｃｄ￣ｃｎ　９４　电子元器件壶用第ｌ２卷第９期　２０１０年９月　蕊　Ｖｏ１．１２　Ｎｏ．９　子载波位置都是相同的，故可利用ＦＦＴ之后前后　相邻的两个ＯＦＤＭ符号内的连续导频来进行频偏　估计。　现在对相邻的两个频域ＯＦＤＭ符号（即第Ｚ和　第／＋１个符号）进行分析。通常第Ｚ个ＯＦＤＭ符号可　以表示为：　ｙｌ（（ｍ）ｍ）　　ｌ（，（ｍ）ｅ　ｍ）ｅ一　‘删　删＋ｎ＋ｎ　（ｌ（　（３）　其中，Ⅳｓ包括ＯＦＤＭ符号、保护间隔和循环　前缀的样点数。即：　Ｎ．＝Ｎ＋Ｎｃｒ，＋Ｎａ　（４）　然后对接收到的第Ｚ个ＯＦＤＭ符号进行ＤＦＴ变　换，有：　ｙｌ　）＝　ｙｌ（　ｅｘｐ【－ｊ２￣ｒｒａｋ／Ｎ］　ｊ（２￣ｒＡＦＩＮ．／Ｎ＋Ａ４０Ⅳ一Ｉ＾ｒ＿ｌ　＝旦－　一∑　。　）∑ｅ挪　—　）　＝　荟蜀　）　。ｓｎｉｎＯ　ｒ　（￣十＇＋Ａ　，Ｆ－　　ｋ））　　水　ｑ　ｍ　ｅ　＂１＂／／，１，　）Ｉ　Ｊ　＝　硎　ｅｊ￣ｒ（１－Ｉｆ／Ｖ）ＡＦ＋ｊ２１ｒＡＦＩＮ／Ｎ枷　仉　）　（５）　其中：　州　拈　＋ｉ２ｅ　＋ｍ　）＋　Ｉ　Ｉ　Ｊ　（Ｉ６）ｏ　Ｊ　式（６）表示由于ＩＣＩ的存在，第Ｚ个ＯＦＤＭ符　号的第Ｊ｝个子载波所受到其它子载波信号的影响。　对于相邻的第Ｚ和第１＋１个频域ＯＦＤｂｌ符号ｒ且　这两个ＯＦＤＭ符号在同一个时隙中１中的连续导　频，应有如下关系：　Ｘｌ＋ｌ＠ｎ）＝Ｘｌ＠ｎ），ｎ＝０，１，…，ⅣＤ　（７）　其中，Ⅳ藏示ＯＦＤＭ符号中连续导频的个数。　这样，当频偏△臌小时，ＩＣＩ影响值　．　可以忽　略。若不考虑噪声影响，那么，根据式（５），其　接收端收到的相邻的第Ｚ和第ｌ＋１个频域ＯＦＤＭ符　号中的连续导频则有如下关系。　Ｙｍ　ｎ）一Ｙｌ　ｎ）ｅ　‘，ｎ＝Ｏ，１，…，Ⅳｐ　（８）　再对该两个符号中的连续导频取共轭相关，　即：　Ｓｅｐ．２０１０　１　旬　：　ＹＩ＊（ｋ，ＯＹｌ＋。㈣　弘　ＩＹｌ　ｎ）ｌ。　（９）　由此便可得到频偏的估计值为：　△　Ｒ曲＝丽Ｎ　ｔａｎ　｛ｆ　ｒ｝　ｕ∑Ｉ－ｌ　ｍＩＶ。　，　（ｋｎ）Ｙ．＋　圳｝１／ｒ　一　，　∑Ｒｅｎ－－Ｏ　ＩＶ　肌　ｎ）】１　ｌ１　　｝（１　０）　由于该算法是利用前后相邻的频域ＯＦＤＭ符　号的连续导频序列来进行频偏估计，所以，该算　法可以消除频率选择性衰落信道的影响。　由式（１Ｏ）可以看出，该算法的估计范围为　ＡＦ　Ｅ【一丽／Ｖ，　）。但是，从上面的推导过程可　以看到，该算法是在忽略ＩＣＩ影响值　．　的情况下　得出的。而当频偏增大到接近－Ⅳ／（２ⅣＢ）或者Ⅳ／　（２ⅣＢ）时，即接近一０．５或者Ｏ．５时，ＩＣＩ的影响就会　变大。导频信号是在频域内插入ＯＦＤＭ符号的，　由于前后相邻的两个ＯＦＤＭ符号数据不同，那么，　根据式（６），就会使得这两个相邻的ＯＦＤＭ符号内　对应的导频所受到的ＩＣＩ不一样，从而导致式（８）　约等号两边的值的误差很大，而这又将导致由式　（１０】表示的频偏估计会出现较大误差，所以，该　算法比较适用于跟踪模式．而不适用于捕获模　式。　在ＣＭＭＢ帧结构中．每个ＯＦＤＭ符号均插入　了连续导频，且每一个时隙内的５３个ＯＦＤＭ符号　中的连续导频数据均对应相同，则式（１０）中有：　Ｎ＝Ｎ￣－－４０９６　Ｎ　Ｎ＋ＮＧ【＋Ｎｃｐ＝４０９６＋２４＋１２＋４６３２。因　此，其连续导频的个数Ｎ￣＝８２。　ＣＭＭＢ中每个时隙有５３个ＯＦＤＭ符号，因此，　每个时隙可以计算５２次频偏，这样就可以更好地　进行载波频率跟踪。图２所示是载波频偏跟踪模　块的硬件结构图。　图２中的ＳＲＡＭ大小为８２ｘ２０ｂｉｔ。可用于存储　前一个ＯＦＤＭ符号内的８２个导频数据。载波频偏　跟踪模块用于接收连续导频数据。它针对第一　个ＯＦＤＭ符号不作运算，８２个连续导频可直接存　人ＳＲＡＭ。当接收到下一个ＯＦＤＭ符号的导频时，　可将该导频与ＳＲＡＭ中相对应的导频做共轭相　乘，同时更新，即用新的导频数据覆盖掉ＳＲＡＭ　中相对应的导频；然后再将乘积进行累加。当累　．ｅｃｄａ．ｃｎ　２０１０．９电手元器件主用　９５　第ｌ２卷第９期　电子元嚣件主用　Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ　Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ＆Ｄｅｖｉｃｅ　Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ　ＶｏＩ．１２　Ｎｏ．９　Ｓｅｐ．２０１０　２０１０年９月　图２频偏估计部分硬件结构图　加次数达到８２次时，可对该和求相位。再乘上　３　结束语　本文提出了一种针对ＣＭＭＢ接收机解调芯片　系数４０９６／（９２６４ａｒ），从而得到小数倍频偏估计值　△矗　。由于每个时隙一共执行５２次小数倍频偏　估计，因而，将有利于纠正频偏，以达到跟踪的　效果。　２．２系统级联仿真　的小数倍子频偏跟踪估计算法。在ＣＭＭＢ解调芯　片中，该算法能较好地对频偏进行跟踪估计，从　而使系统载波恢复环路稳定工作，保证信号的正　常解调。本文提出的载波频偏估计算法经适当的　参数修改后，也可适用于其他ＯＦＤＭ系统，而且　图３所示是码率下ＣＭＭＢ接收机的最终性能　曲线。信噪￣ｔＳＮＲ越大，误比特率ＢＥＲ越小。实　际上，根据ＣＭＭＢ协议的要求，在星座映射方式　具有一定的通用性。　参考文献　为ＱＰＳＫ的情况下，当ＳＮＲ＞１２．７　ｄＢ时，需满足　ＢＥＲ≤３ｘ１０　；而在星座映射方式为１６ＱＡＭ的情　况下，在ＳＮＲｉ＞８．６　ｄＢ时，需满足ＢＥＲ￣３ｘ１０　。　由图３可知。将导频跟踪模块级联到ＣＭＭＢ接收　机后，其性能即可满足协议对系统的要求。　【１］　ＧＹ／Ｔ　２２０．１．移动多媒体广播（第１部分）：广播信道帧　结构、信号编码和调制［Ｓ］．国家广播电影电视总局，　２００６．１０　【２】　尹长川，罗涛，ｆｔ．光新．多载波宽带无线通信技术【Ｍ】．　北京：北京邮电大学出版社，２００４．　［３】　Ｓｃｈｍｉｄｌ，Ｔｉｍｏｔｈｙ　Ｍ．，Ｃｏｘ，Ｄｏｎａｌｄ　Ｃ．Ｒｏｂｕｓｔ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ａｎｄ　ｔｉｍｉｎｇ　ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ　ｆｏｒ　ＯＦＤＭ．ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ．ｏｎ　墨　●●　Ｃｏｍｍ［Ｊ］．１９９７，４５（２）：１６１３－１６２１．　［４】　Ｍ．Ｌｕｉｓｅ，ｅｔ　ａ１．．Ｃａｒｉｔｅｒ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ａｃｑｕｉｓｉｔｉｏｎ　ａｎｄ　Ｔｒａｃｋｉｎｇ　ｆｏｒ　ＯＦＤＭ　Ｓｙｓｔｅｍｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ．ｏｎ　Ｃｏｍｍ．，　：ｍ　∞　１９９６，４４（１　１）　［５］　Ｓ．Ａ．Ｆｅｃｈｔｅ１．ＯＦＤＭ　Ｃａｒｒｉｅｒ　ａｎｄ　Ｓａｍｐｌｉｎｇ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ　ａｎｄ　ｉｔｓ　Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ　ｏｎ　Ｓｔａｔｉｏｎａｒｙ　ａｎｄ　ｓＮＲ（单位：（ｔ１３）　Ｍｏｂｉｌｅ　Ｃｈａｎｎｅｌｓ［Ｊ】．ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ．Ｏｎ　Ｃｏｎｓｕｍｅｒ　Ｅｌｅｃ—　图３　ＣＭＭＢ接收机的性能曲线（码率）图　ｔｒｏｎｉｃｓ，２０００，４６（３）：４３８－４４１　（上接第９３页）　部在脑的内部最小，在头皮上较大，在眼睛周围　只需要知道被测物体的介电常数。就能够通过数　处达到最大。ＳＡＲ分布的极值出现在眼睛周围区　域，这是由于眼睛周围骨组织较多，其相对于周　围组织的电导率和相对介电常数均较小。　值计算得出ＳＡＲ。然而，在进行大物体的ＳＡＲ计　算时，阻抗法由于计算过程中的数据量十分庞　大，故会使其在大物体的计算过程中花费大量的　时间。因此，在小物体的计算中，阻抗法则更加　迅速而精确。　参考文献　李缉熙。牛中奇。生物电磁学概述［Ｍ］。西安：西安电　子科技大学出版社，１９９０．　４结束语　本文的计算结果与用ＦＤＴＤ方法计算得到的　人脑的ＳＡＲ分布结果基本相同。但ＦＤＴＤ方法在　计算过程中涉及到复杂的边界等问题，而阻抗法　９６　电手元器件主用２０１０．９　．ｅｃｄａ．ｃｎ