三相PWM整流器及其控制策略的现状及展望

三相PWM整流器及其控制策略的

现状及展望

罗悦华　伍小杰　王晶鑫

中国矿业大学

　　摘要:三相电压型PWM整流器具有输入电流正弦性好、可获得单位功率因数、能量可实现双向流动等特性,消除了传统意义上的整流电路中存在谐波含量大、功率因数低和能量不能回馈等问题。目前其已被广泛用于改造电网污染和提高电能利用率。首先介绍了三相电压型PWM整流器的拓扑结构,在此基础上对其控制技术做详细论述,重点介绍了4种控制策略:电压定向控制、虚拟磁链定向控制、基于电压的直接功率控制和基于虚拟磁链的直接功率控制,最后对PWM整流器及其控制技术进行展望。

关键词:三相PWM整流器　控制策略　矢量控制　直接功率控制CurrentSituationandProspectoftheTopologicalStructureand

ControlStrategyforThree2phasePWMRectifiersLuoYuehua　WuXiaojie　WangJingxin

Abstract:Three2phasevoltagesourcePWMrectifierhasthefollowingadvantages,theinputsidecurrentwaveisasinewave,highpowerfactor,bi2directionalpowerflow,lowharmonicpollutionofthepowersys2tem.Atpresentithasbeenwidelyusedtoreducepollutiontoimproveelectricpowergridutilization.Thispa2perfirstintroducesthetopologicalstructureofthree2phasePWMrectifiers.Onthisbasis,fourtypesofcon2trolstrategiesintroduceswithemphasis,voltageorientedcontrol,virtual2fluxorientedcontrol,voltage2baseddirectedpowercontrol,virtual2flux2baseddirectpowercontrol.Atlast,thepaperlooksforwardtothedevel2opmenttrendsofthree2phasePWMrectifiers.

Keywords:three2phasePWMrectifiers　controlstrategy　vectorcontrol　directpowercontrol

1　引言

对于大多数交2直2交电压型变频器,其交流输入侧常采用由二极管组成的不控桥式整流器。由于二极管的单向导通性,整流器的能量只能单向流动,即能量无法回馈电网;由于二极管的非线性,使得网侧电流波形畸变,电网功率因数很低。为此,新型高功率因数的PWM整流器在国内外引起了广泛的关注。该类整流采用PWM技术对整流桥中的自关断器件进行控制,使得交流输入侧电流接近正弦波,其相位与电源相电压的相位相同,输入电流中只含有与开关频率相关的高次谐波,这些高次谐波容易滤除,这样,就使得输入侧的功率因数为1,从而可以有效解决对电网的污染问题,并且可实现能量的双向流动。本文将介绍三相电压型PWM整流器主电路的拓扑结构和控制策略,并进行对比分析,在此基础上对PWM整流器及其控制策略进行展望。

2　三相PWM整流器的控制策略

三相电压型PWM整流器拓扑结构如图1所示。图1中ua,ub,uc为交流侧的三相电压源,ia,ib,ic为三相交流侧的电流,ud为直流侧的电压,R为整流器的负载,L为电抗器及线路的电感,C为直流滤波电容,容量较大时为有极性电容。

图1　三相电压型PWM整流器

　　电压型整流器直流侧采用电容进行直流储能,

呈低阻抗的电压源特性,这种结构应用较为广泛,本文选择三相电压型PWM整流器做为研究对象。

3

　电气传动　2006年　第36卷　第5期三相PWM整流器及其控制策略的现状及展望　

针对不可控二极管整流器存在的问题,对PWM整流器提出以下控制要求:交流输入侧能得到较高的功率因数;减小电流的畸变并且能够将再生能量回馈给交流侧;保持直流侧的电压恒定(由整流器本身的特点决定的)。

控制技术是PWM高频整流器发展的关键。为保证直流侧的电压恒定,控制系统多采用电压外环的PI调节控制。要使PWM整流器工作时达到单位功率因数,必须对电流进行控制,保证其为正弦且与电压相位一致。PWM整流器有多种分类方法,根据有无引入电流反馈可将控制方法分为两大类:引入交流电流反馈的称为直接电流控制;无引入交流电流反馈的称为间接电流控制。对于直接电流控制系统,可分为滞环电流控制和矢量控制,多数系统采用矢量控制。2.1　矢量控制

矢量控制也称磁场定向控制。是20世纪70年代初由德国F.Blasschke等人首先提出,以直流电动机和交流电动机比较的方法分析阐述了这一原理,由此开创了把交流电动机等效为直流电动机控制的先河。根据磁场等效的基本原理[1],三相静止坐标、两相静止坐标和两相旋转坐标系之间可以进行相互转换,这样就可以把对交流量的控制转变成对直流量的控制,简化了控制要求,使系统得到较好的动静态性能。同样,电压定向控制和虚拟磁链定向控制都是以矢量控制为基础的,下面详细介绍这两种控制策略。2.1.1　电压定向控制

电压定向控制(voltageorientedcontrol,VOC)也称为基于dq坐标变换的矢量控制,图2和图3给出电压定向控制的矢量图和系统框图[2]。由图2的矢量图可知,经过坐标变换,整流器的交流输入侧的电压和电流矢量,在三相静止坐标系中表示为Va,Vb,Vc及ia,ib,ic,在两相坐标系下表示为Vα,Vβ及iα,iβ,在两相旋转坐标系中表示为Vd,Vq及id,iq。由坐标变换的基本原

理,可以把对交流量的Va,Vb,Vc及ia,ib,ic的控制转变为对直流量Vd,Vq及id,iq的控制。由图3的VOC系统框图,电压外环用来保持整流器的直流侧电压恒定,电压调节器输出有功电流给定

id,又因为整流器要达到单位功率因数,所以无功

3

电流给定iq3=0,接着有功和无功电流给定与dq轴电流分量的反馈值进行比较后分别送入两个电流调节器,调节器输出经矢量变换后,通过空间矢量调制器对整流器中的开关器件进行控制,使得整流器的输出侧电流波形为正弦且和电源电压波形同相位,达到功率因数为1的控制要求。

图3　电压定向控制(VOC)系统框图

　　这种策略不仅具有直接电流控制的动态响应快、稳态性能好、自身有限流保护能力等优点,并且还可以消除电流稳态误差,达到单位功率因数,所以在工控领域应用十分广泛[3]。2.1.2　虚拟磁链定向控制

虚拟磁链定向控制(virtual2fluxoriented

control,VFOC)是在电压定向的基础上发展起来的,如图4所示。

图4　等效的虚拟电动机

　　把PWM整流器输入侧用虚线隔开,把前部分中三相交流电源及Rs,L看作是一台虚拟的交流电动机,这时Rs和L代表虚拟电动机定子的电阻和电感,而虚拟电动机输出侧线电压Vab,Vbc,Vca经坐标变换后得到Vα,Vβ再合成为矢量V,对该矢量进行积分Ψ=Vdt,就得到虚拟磁链Ψ[4]。虚拟磁链定向控制(VFOC)矢量图如图5所示。

　　对图1的PWM主电路采用基尔霍夫电压定

∫

图2　电压定向控制(VOC)矢量图

4

　三相PWM整流器及其控制策略的现状及展望电气传动　2006年　第36卷　第5期　

为了使整流器达到单位功率因数,设定无功电流给定iq3=0。有功和无功电流输入电压矢量计算器

[按式(10)和式(11)],输出直轴和交轴电压给定

值,经过坐标变换后,由空间矢量调制器对整流器中的开关器件进行控制,达到所需控制要求。

图5　虚拟磁链定向控制(VFOC)矢量图

律,建立整流器的三相回路方程为

dia(1)Var-(L+Rsia)=aVdc+VNO

dtdib(2)Vbr-(L+Rsib)=bVdc+VNO

dtdic(3)Vcr-(L+Rsic)=cVdc+VNO

dt

式中,Vdc为直流输出电压;a,b,c为整流器开关状态函数:a=1时,V1开通,V4关断,a=0时,V1关断,V4开通;b=1时,V3开通,V6关断,b=0时,V3关断,V6开通;c=1时,V5开通,V2关断,c=0时,V5关断,V2开通;ia,ib,ic为交流侧每相电流;VNO为中性点间电压;Var,Vbr,Vcr为每一相输入到整流器电压。

设系统为三相对称的理想输出,根据系统的特性及回路方程,经推导可得[4]

(4)Var=[a-1/3(a+b+c)]・Vdc

(5)Vbr=[b-1/3(a+b+c)]・Vdc

(6)Vcr=[c-1/3(a+b+c)]・Vdc

把式(4)～式(6)整理成矩阵的形式为

VarVbrVcr

图6　虚拟磁链定向(VFOC)的系统框图

　　虚拟磁链定向控制也是基于坐标变换的矢量控制,虽然其算法复杂,然而相对于VOC,它的显著特点就是输入侧省去了电流传感器,控制回路中省去了两个电流调节器,简化了电路结构,优化了系统性能,有着良好的动态性能和高的功率因数。

2.2　直接功率控制

在图1所示的PWM整流器主电路中,当整流器在不同开关状态时,列出系统的功率方程,可以得到系统的有功和无功功率表达式如表1所示。表1　开关状态与瞬时有功和无功的对应表

a,b,c

L(

P

Q

=

Vdc2-1-1

3

-12-1

-1-12abc(8)(9)(10)(11)(7)

1,0,0

diadibdicia+ib+ic)+dtdtdt

VdciaL(

dicdib1[3L(ib-ic)-dtdt3Vdc(ib-ic)]

dibdia1[3L(ia-ib)+

dtdt3Vdc(ia-ib)]

diadic1[3L(ic-ia)-dtdt3Vdc(ic-ia)]

dicdib1[3L(ib-ic)+

dtdt3Vdc(ib-ic)]

dibdia1[3L(ia-ib)-dtdt3Vdc(ia-ib)]

diadic1[3L(ic-ia)+

dtdt3Vdc(ic-ia)]

dibdia1[3L(ia-ib)]

dtdt3dibdia1[3L(ia-ib)]

dtdt33

Vr=Vdr+jVqrV

3

3

=Vd+jVq3

3

1,1,0

diadibdicia+ib+ic)-dtdtdt

VdcicL(

Vd=Vdr+Rid+LVq=Vqr

3

3

did3

-ωLiqdt

3

0,1,0

diadibdicia+ib+ic)+dtdtdt

VdcibL(

diq33

+Riq+L-ωLid

dt

0,1,1

diadibdicia+ib+ic)-dtdtdt

式(7)中,Var,Vbr,Vcr经三相坐标到两相坐标变换

后为Vdr,Vqr,经式(8)合成矢量后为V,代表整流器输入侧的电压矢量;式(9)中,V3是经坐标变换后整流器的输入侧的电压给定信号,含直轴分量和交轴分量VdVq;式(10)和式(11)为VdVq的求解公式,其中id3,iq3是电流参考信号,ω为输入频率。图6给出了虚拟磁链定向控制系统框图[2],与矢量控制相同,电压外环用来保持整流器的直流侧

3

电压恒定,电压调节器输出为有功电流给定id。

3

3

3

3

VdciaL(

0,0,1

diadibdicia+ib+ic)+dtdtdt

VdcicL(

1,0,1

diadibdicia+ib+ic)-dtdtdt

Vdcib

0,0,01,1,1

L(L(

diadibdicia+ib+ic)dtdtdtdiadibdicia+ib+ic)dtdtdt

5

　电气传动　2006年　第36卷　第5期三相PWM整流器及其控制策略的现状及展望　

　　在此基础上简化表1中的方程,则可以得到有功和无功功率与开关状态的简单对应关系,由整流器的开关状态来估计有功和无功功率。用给定功率和估测功率进行比较,其误差经过迟滞比较器和整流器状态选择器,就可以输出整流器下一次的开关状态,达到了直接功率控制的要求。

直接功率控制就是对瞬时有功和无功功率的直接控制,这种控制策略有以下显著特点:

1)通过选择最优开关状态来直接控制有功和无功;

2)不需要检测交流侧的电压信号,省去了网侧的电压传感器;

3)控制系统中不含有电流调节块和电压调器的功率因数为1,设无功功率给定值Q3=0。再根据式(12)、式(13),由电压矢量及功率鉴别器估算有功和无功功率,给定与估算有功和无功功率比较后,分别通过滞环比较器和复平面的扇区识别器来实时地控制整流器的下一次开关状态,最终实现对有功和无功的直接控制。2.2.2　基于虚拟磁链的直接功率控制

基于电压的直接功率控制(virtual2fluxbaseddirectpowercontrol,VF2DPC)是以虚拟磁链定

向控制为基础的[4],从电网侧输入的有功和无功为[4]

P=[dΨLdΨL]αiα+[]αiβ+dtdt

(14)

节块;

4)由整流器的交流侧电流、直流侧电压和功ω(ΨLαiβ-ΨLβiα)

Q=-[

率器件的开关状态来估算有功和无功。下面介绍基于电压的直接功率控制(V2DPC)和基于虚拟磁链的直接功率控制(VF2DPC)。

2.2.1　基于电压的直接功率控制

dΨLdΨL]αiβ+[]βiβ+dtdt

(15)

ω(ΨLαiα-ΨLβiβ)

式中:ΨL为网侧的虚拟磁链矢量;ΨLα,ΨLβ为在两

β轴的分量;相静止坐标系中的虚拟磁链矢量的αω为输入频率。

这也是一种对功率的迟滞控制策略。图8为VF2DPC的控制系统框图,由图8可知,基于虚拟

基于电压的直接功率控制(voltage2baseddi2

rectpowercontrol,V2DPC)是以电压定向控制为基础的[5],从电网侧输入的有功和无功为

P=L(

磁链的直接功率控制与基于电压的直接功率控制系统的组成和实现有类似之处,这里不再详细叙述。

(12)

diadibdicia+ib+ic)+dtdtdt

Vdc(aia+bib+cic)

Q=

diadic1{3L(ic-ia)-Vdc[a(ib-ic)+

dtdt3b(ic-ia)+c(ia-ib)]}

(13)

基于电压的直接功率控制是一种对功率的迟

滞控制策略。图7给出了V2DPC的系统框图,外环电压闭环保证整流器直流侧的电压恒定,反馈的直流电压和给定比较后经PI调节器,输出为电流给定,它与反馈的直流电压同时进入乘法器,乘法器输出为有功功率的给定值P3。为保证整流

图8　直接功率控制(VF2DPC)系统框图

2.3　PWM整流器控制策略的展望

直接功率控制的优越性能引起了很多研究人员的关注[6,7],这种控制策略主要是依赖瞬时有功和无功功率控制环,不需要检测交流侧的电压,不需要内环控制和PWM调制模块,通过估计值和给定值之间的误差来实时选择整流器的开关状态。它的系统结构和算法都很简单,不需要坐标变换和解耦控制,对于交流侧电压的不平衡和谐波失真也有一定的补偿作用。系统拥有良好的动

图7　基于电压的直接功率控制(V2DPC)的系统框图

态性能,鲁棒性好,容易数字化实现,但由于对功

6

　三相PWM整流器及其控制策略的现状及展望电气传动　2006年　第36卷　第5期　

率的估算需要检测整流器的开关状态,所以数字化实现时需要快速的处理器和A/D转换器,但由于它把对能量直接控制的思想运用到PWM整流器中,所以它有着很好的前景和广阔的应用领域。

随着电力电子技术的不断发展,PWM整流器的控制策略将不断深入,根据整流器本身的特点,其控制策略主要向以下几个方面发展。

1)无交流侧电压及电流传感器的控制。从PWM整流器传统的控制系统中,需要进行检测的量有交流侧的电流、电压和直流侧的电压值。为了进一步简化控制系统的结构、降低成本和安装费用,提高系统的稳定性和可靠性,人们相继提出了无传感器的控制策略[8～10]。

2)电网不平衡条件下PWM整流器的控制。在三相PWM整流器的控制中,一般均假设三相电网电压平衡。而实际上,三相电网常处于不平衡状态,即三相电网电压的幅值、相位不对称。一旦电网不平衡,以三相电网平衡为约束所设计的PWM整流器就会出现不正常的运行状态,主要表现为:PWM整流器直流侧电压和交流侧电流低次谐波幅值增大,且产生非特征谐波;整流器网侧电流亦不平衡,严重时可使整流器发生故障,甚至烧坏装置。针对上述问题,又相继提出一些在电网不平衡条件下的PWM整流器的控制方案[11～13],这些研究主要是对在电网不平衡条件下,提出整流器网侧的电感及直流侧电容的设计准则,或者是通过控制系统本身去改善和抑制整流器输入侧的不平衡因素。

3)PWM整流器的时间最优控制。常规的基于d、q轴模型的电压型PWM整流器的控制,一般是通过前馈解耦控制,并采用两个的PI调节器,分别控制有功和无功。而有功、无功分量的动态耦合和PWM电压利用率低的约束,影响了有功分量的动态响应。针对这一问题,人们提出了PWM整流器的时间最优控制[14]和直流电压时间最优控制及优化系统的动态性能。

4)智能控制。由于目前主要的PWM整流器的控制系统都是在电网平衡,功率开关器件为理想模型的基础上给定的,又由于系统中PI调节器的非线性和对于整流器中参数的依赖性,所以系统的鲁棒性较差,对于输入侧的谐波抑制能力有所欠缺,针对这些问题,人们对PWM整流器的控制中应用了智能性的控制器,如神经网络控制器[15,16]、模糊逻辑控制器[17]等。这些智能型控制

器的设计不太依赖整流器本身的参数,它能实时

地保证整流器输入侧电流波形为理想波形,从而达到功率因数为1的控制要求,同时,这种控制器对于LC滤波器引起的谐振也有抑制作用。

总之,PWM整流器的不同控制策略都有各自的优点和不足之处,所以控制策略将不断地发展和深入,从而促进PWM整流器在更广阔的领域被更广泛地应用。

3　结语

本文首先介绍了PWM整流器作为一种电力电子变流装置,以其特有的高功率因数,可抑制谐波等突出优点,在工业生产、电力系统以及人类生活的各个领域都有着非常重要的意义。重点介绍了PWM整流器的拓扑结构,在此基础上详细论述了PWM整流器的矢量控制和直接功率控制策略的基本原理和系统实现,最后对PWM整流器的控制策略进行了展望。

PWM整流器实现了网侧电流的正弦化,可

以运行于单位功率因数,能量可以双向传输,又因为其网侧呈现出受控电流源的特性,这个特性使其应用获得了进一步的发展和拓宽,可以预言PWM整流器将会在无功补偿和谐波抑制中发挥

越来越大的作用。具体来讲,这种整流器将在静止无功补偿器、有源电力滤波器、统一潮流控制器、超导储能、高压直流输电、电气传动、新型UPS以及太阳能、风能等可再生能源的并网发电等领域发挥重大作用。

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