实验七-集成电路模拟乘法器的应用

实验报告

实验名称 姓名 学号 集成电路模拟乘法器的应用 马晓恬 专业班级 指导教师 电信081 刘富强 成绩 12.19 实验日期 提交报告日期 一、实验目的 1、了解模拟乘法器（MC1496）的工作原理，掌握其调整与特性参数的测量方法。 2、掌握利用乘法器实现混频，平衡调幅，同步检波，鉴频等几种频率变换电路的原理及方法。 二、实验内容 1、 改变模拟乘法器外部电路，实现混频器电路，观察输出点波形，并测量输出频率。 2、 改变模拟乘法器外部电路，实现平衡调幅电路，观察输出点波形。 3、 改变模拟乘法器外部电路，实现同步检波电路，观察输出点波形。 4、 改变模拟乘法器外部电路，实现鉴频电路，观察输出点波形。 三、实验仪器 1、双踪示波器一台 2、频率特性扫频仪（选项）一台 四、实验原理及电路 1、集成模拟乘法器的内部结构 集成模拟乘法器是完成两个模拟量（电压或电流）相乘的电子器件。在高频电子线路中，振幅调制、同步检波、混频、倍频、鉴频、鉴相等调制与解调的过程，均可视为两个信号相乘或包含相乘的过程。采用集成模拟乘法器实现上述功能比采用分立器件如二极管和三极管要简单的多，而且性能优越。所以目前在无线通信、广播电视等方面应用较多。集成模拟乘法器的常见产品有BG314、F1595、F1596、MC1495、MC1496、LM1595、LM1596等。下面介绍MC1496集成模拟乘法器。 （1）MC1496的内部结构 MC1496是双平衡四象限模拟乘法器。其内部电路和引脚如图7-1(a)(b)所示。其中VT1、VT2与VT3、VT4组成双差分放大器，VT5、VT6组成的单差分放大器用以激励VT1～VT4。VT7、VT8及其偏置电路组成差分放大器VT5、VT6的恒流源。引脚8与10接输入电压UX，1与4接另一输入电压Uy，输出电压U0从引脚6与12输出。引脚2与3 外接电阻RE，对差分放大器VT5、VT6产生串联电流负反馈，以扩展输入电压Uy的线性动态范围。引脚14为负电源端（双电源供电时）或接地端（单电源供电使），引脚5外接电阻R5。用来调节偏置电流I5及镜像电流I0的值。 精品文本

(a)内部电路 (b)引脚图 图7-1 MC1496的内部电路及引脚图 （2）静态工作点设置 MC1496可以采用单电源供电，也可以采用双电源供电。器件的静态工作点由外接元件确定。 ａ、静态偏置电压的确定 静态偏置电压的设置应保证各个晶体管工作在放大状态，即晶体管的集—基极间的电压应大于或等于2V，小于或等于最大允许工作电压。根据MC1496的特性参数，对于图7-1所示的内部电路，应用时，静态偏置电压（输入电压为0时）应满足下列关系，即 u8u10,u1u4,u6u12 (7-1) 15V(u6,u12)(u8,u10)2V 15V(u8,u10)(u1,u4)2.7V (7-2) 15V(u1,u4)u52.7V ｂ、静态偏置电压的确定 一般情况下，晶体管的基极电流很小，对于图7-1（a），三对差分放大器的基极电流I8、I10、I1和I4可以忽略不记，因此器件的静态偏置电流主要由恒流源I0的值确定。当器件为单电源工作时，引脚14接地，5脚通过一电阻R5接正电源（+UCC的典型值为+12V），由于I0是I5的镜像电流，所以改变电阻R5可以调节I0的大小，即 I0I5uCC0.7V (7-3) R5500当器件为双电源工作时，引脚14接负电源-UEE（一般接-8V），5脚通过电阻R5接地，因精品文本

此，改变R5也可以调节I0的大小，即 I0I5uEE0.7VR5500 (7-4) 根据MC1496的性能参数，器件的静态电流小于4mA，一般取I0I51mA左右。 器件的总耗散功率可由下式估算 PD2I5(u6u14)I5(u5u14) (7-5) PD应小于器件的最大允许耗散功率（33mW）。 2、基本工作原理 设输入信号UxUxmcosxt， UyUymcosyt，则MC1496乘法器的输出U0与反馈电阻RE 及输入信号Ux、Uy的幅值有关。 （1）不接负反馈电阻（脚2和3短接） a、Ux和Uy皆为小信号26mV时，由于三对差分放大器（VT1，VT2，VT3，VT4及VT5，VT6）均工作在线性放大状态，则输出电压U0可近似表示为 U0 I0RLUxUyK0UxUy 22UT1 K0UxmUym[cos(wxwy)tcos(wxwy)t] （7-6）2式中，K0——乘法器的乘积系数，与器件外接元件参数有关，即 K0I0RL （7-7） 22UT式中， UT——温度的电压当量，当T=300K时，UT RL——输出负载电阻。 KT26mV q式（7-6）表明，输入均为小信号时，MC1496可近似为一理想乘法器。输出信号U0中只包含两个输入信号的和频与差频分量。 b、Uy为小信号，Ux为大信号（大于100mV）时，由于双差分放大器（VT1、VT2和VT3、VT4）处于开关工作状态，其电流波形将是对称的方波，乘法器的输出电压U0可近似表示为 U0K0UxUy 精品文本

K0UgmA[cos(nwnn1xwy)tcos(nwxwy)t]（n为奇数） （7-8） 输出信号U0中。包含wxwy,3wxwy,5wxwy,······,(2n1)wxwy等频率分量。 （2）接入负反馈电阻 由于RE的接入，扩展了Uy的线性动态范围，所以器件的工作状态主要由Ux决定，分析表明： ａ、当Ux为小信号26mV时，输出电压U0可表示为 U0RL1UxUyKEUxmUym[cos(wxwy)tcos(wxwy)t] （7-9） REUT2式中： KERL （7-10） REUT式（7-9）表明，接入负反馈电阻RE后，Ux为小信号时，MC1496近似为一理想的乘法器，输出信号U0中只包含两个输入信号的和频与差频。 ｂ、当Ux为大信号100mV时，输出电压U0可近似表示为 U02RLUy (7-11) RE上式表明，Ux为大信号时，输出电压U0与输入信号Ux无关。 3、集成模拟乘法器的应用举例 （1）振幅调制 振幅调制是使载波信号的峰值正比于调制信号的瞬时值的变换过程。通常载波信号为高频信号，调制信号为低频信号。 设载波信号的表达式为UctUcmcosct，调制信号的表达式为UctUmcost，则调幅信号的表达式为 U0tUcm1mcostcosct （7-12） 11UcmcosctmUcmcosctmUcmcosct22式中， m——调幅系数，mUmUcm； Ucmcosct——载波信号； 精品文本

1mUcmcosct——上边带信号； 21mUcmcosct——下边带信号 2它们的波形及频谱如图7-2所示。 (a)调幅波波形 (b)调幅波频谱 图7-2 振幅调制 由图可见，调幅波中载波分量占有很大比重，因此信息传输效率较低，称这种调制为有载波调制。为提高信息传输效率，广泛采用抑制载波的双边带或单边带振幅调制。双边带调幅波的表达式为 U0t1mUcmcosctcosct （7-13） 2mUcmcosctcost单边带调幅波的表达式为 U0t或 U0t1mUcmcosct 21mUcmcosct （7-14） 2MC1496构成的振幅调制器电路如图7-3所示 其中载波信号UC经高频耦合电容C2从Ux端输入，C3为高频旁路电容，使8脚接地。调制信号U0经低频耦合电容C1从Uy端输入，C4为低频旁路电容，使4脚接地。调幅信号U0从12脚单端输出。器件采用双电源供电方式，所以5脚的偏置电阻R5接地，由式（7-4）可计算器件的静态偏置电流I5 或I0，即 精品文本

I5I0UEE0.7VR55001mA 图7-3 MC1496构成的调幅器 脚2与3间接入负反馈电阻RE，以扩展调制信号的U的线性动态范围，RE增大，线性范围增大，但乘法器的增益随之减少。 电阻R6、R7、R8及RL为器件提供静态偏置电压，保证器件内部的各个晶体管工作在放大状态，所以阻值的选取应满足式（7-1）、（7-2）的要求。对于图7-3所示电路参数，测量器件的静态（Uc0，U0）偏置电压为 表7-1 U8 6V U10 6V U1 0V U4 0V U6 8V U12 8V U2 -0.7V U3 -0.7V U5 -6.8V R1、R2与电位器RP组成平衡调节电路，改变RP可以使乘法器实现抑制载波的振幅调制或有载波的振幅调制，操作过程如下： ａ、抑制载波振幅调制 Ux端输入载波信号UCt，其频率fc10.7MHZ，峰—峰值UCPP40mV。Uy端输入调制信号Ut，其频率f1KHZ，先使峰-峰值UPP0，调节RP，使输出U00（此时U4U1），再逐渐增加UPP，则输出信号U0t的幅度逐渐增大，最后出现如图7-4（a）所示的抑制载波的调幅信号。由于器件内部参数不可能完全对称，致使输出出现漏信号。脚1和4分别接电阻R3和R4可以较好地抑制载波漏信号和改善温度性能。 精品文本

图7-4 乘法器输出的调幅波 ｂ、有载波振幅调制 Ux端输入载波信号UCt，fc10.7MHZ，UCPP40mV，调节平衡电位器RP，使输出信号U0t中有载波输出（此时U1与U4不相等）。再从Uy端输入调制信号，其f1KHZ，当UPP由零逐渐增大时，则输出信号U0t的幅度发生变化，最后出现如图7-4（b）所示的有载波调幅信号的波形，调幅系数m为 mUmmaxUmmin100% (7-15) UmmaxUmmin式中， Umax——调幅波幅度的最大值；Umix——调幅波幅度的最小值 （2）同步检波 振幅调制信号的解调过程称为检波。常用方法有包络检波和同步检波两种。由于有载波振幅调制信号的包络直接反映了调制信号的变化规律，可以用二极管包络检波的方法进行解调。而抑制载波的双边带或单边带振幅调制信号的包络不能直接反映调制信号的变化规律，所以无法用包络检波进行解调，必须采用同步检波方法。 同步检波又分为叠加型同步检波和乘积型同步检波。利用模拟乘法器的相乘原理，实现同步检波是很方便的，其工作原理如下：在乘法器的一个输入端输入振幅调制信号如抑制载波的双边带信号UStUsmcosctcost，另一输入端输入同步信号（即载波信号）UctUcmcosct，经乘法器相乘，由式（7-9）可 得输出信号U0（t）为 UotKEUstUct 111KEUsmUcmcostKEUsmcos2ctKEUsmUcm2ct244（条件：UxUC26mV，UyUS为大信号） （7-16） 上式中，第一项是所需要的低频调制信号分量，后两项为高频分量，可用低通滤波器滤掉，从而实现双边带信号的解调。 精品文本

若输入信号USt为单边带振幅调制信号，即USt的输出U0t为 1Usmcosct ， 则乘法器2Uot1KEUsmUcmcos2ctcosCt2 （7-17） 11KEUsmcostKEUsmUcm2ct44上式中，第一项是所需要的低频调制信号分量，第二项为高频分量，也可以被低通滤波器滤掉。 如果输入信号USt为有载波振幅调制信号，同步信号为载波信号UCt,利用乘法器的相乘原理，同样也能实现解调。 设UstUsm1mcostcoswct， uctucmcoswct 则输出电压u0t为 u0tKEustuct 111KEusmucmKEmucmcostKEusmucmcos2wct 2221+KEmusmucmcos2wct 41+KEmusmucmcos2wct 4uyUs为大信号) uxUc26mV， (条件：（7-18） 上式中，第一项为直流分量，第二项是所需要的低频调制信号分量，后面三项为高频分量，利用隔直电容及低通滤波器可滤掉直流分量及高频分量，从而实现了有载波振幅调制信号的解调。MC1496模拟乘法器构成的同步检波解调器电路如图7-5所示。 图7-5 MC1496构成的同步检波器 精品文本

其中ux端输入同步信号或载波信号UC, uy端输入已调波信号US。输出端接有由R11与C6、C7组成的低通滤波器及隔直电容C8，所以该电路对有载波调幅信号及抑制载波的调幅信号均可实现解调。 电路的解调操作过程如下:首先测量电路的静态工作点C应与图7-3电路的静态工作点基本相同,再从ux端输入载波信号Uc,其fc10.7MHz，Ucpp100mV。先令uy0,调节平衡电位器RP,使输出u00,即为平衡状态.再从uy端输入有载波的调制信号Us,其Uspp200mV，fc10.7MHz，fn1KHz，调制度m100%，这时乘法器的输出U0t经低通滤波器后的输出U'0t，经隔直电容C8后的输出Ut的波形分别如图7-6（a）所示。调节电位器RP可使输出波形U0t的幅度增大，波形失真减小。若Us为抑制载波的调制信号，经MC1496同步检波后的输出波形Unt如图7-6（b）所示。 图7-6 解调器输出波形 （3）鉴频 ａ、乘积型相位鉴频 鉴频是调频的逆过程，广泛采用的鉴频电路是相位鉴频器。其鉴频原理是：先将调频波经过一个线性移相网络变换成调频调相波，然后再与原调频波一起加到一个相位检波器进行鉴频。因此实现鉴频的核心部件是相位检波器。 相位检波又分为叠加型相位检波和乘积型相位检波，利用模拟乘法器的相乘原理可实现乘积型相位检波，其基本原理是：在乘法器的一个输入端输入调频波Ust，设其表达式为 ustusmcoswctmfcost （7-19）精品文本

式中，mf——调频系数，mfw/或mff/f，其中w为调制信号的频偏。另一输入端输入经线性移相网络移相后的调频调相波us't，设其表达式为 us'tu'smcoswctmfsintw 2u'smsinwctmfsintw (7-20) 式中，w——移相网络的相频特性。 由式（7-9）得，这时乘法器的输出u0t为 u0tKEustu'st1KEusmu'smsin2wcmfsintw 21（7-21） KEusmu'smw 2式中，第一项为高频分量，可以被低通滤波器滤掉。第二项是所需要的频率分量，只要线性移相网络的相频特性w在调频波的频率变化范围内是线性的，当w0.4rad，因此鉴频器的输出电压u0t的变化规律与调频波瞬时频率的变化规律相sinww。同，从而实现了相位鉴频。所以相位鉴频器的线性鉴频范围受到移相网络相频特性的线性范围的限制。 ｂ、鉴频特性 相位鉴频器的输出电压U0与调频 U0 波瞬时频率f的关系称为鉴频特性， 其特性曲线（或称S曲线）如图7-7 fmin f0 fmax f 所示。鉴频器的主要性能 指标是鉴频 2△fmax 灵敏度sd和线性鉴频范围2fmax。 sd定义为鉴频器调频波单位频率变化 相位鉴频特性 图7-7 所引起的输出电压的变化量，通常用鉴频特性曲线u0f在中心频率f0处的斜率来表示，即 sdU0/f (7-22) 2fmax定义鉴频器不失真解调调频波时所允许的最大频率线性变化范围，2fmax可在鉴频特性曲线上求出。 ｃ、乘积型相位鉴频器 用MC1496构成的乘积型相位鉴频器电路如图7-8所示。 精品文本

图7－8 MC1496构成的相位鉴频器 其中C1与并联谐振回路C2L共同组成线性移相网络，将调频波的瞬时频率的变化转 变成瞬时相位的变化。分析表明，该网络的传输函数的相频特性w的表达式为： w2 warctanQ21 (7-23) 2w0当w1时，上式近似表示为 w0(w)2arctan(Q2w) w02f) (7-24) f0或 (f)2arctan(Q式中f0—回路的谐振频率，与 (f) 调频波的中心频率相等。  Q—回路品质因数。 f—瞬时频率偏移。  2相移与频偏f的特性曲线 O 2Qf/f0 如图7-9所示。 图7-9 移相网络的相频待性 由图可见：在ff0即f0的范围内，相位与频偏呈线性关系，从而实现线性移相。MC1496的作用是将调频波与调频调相波相乘（如式7-21），其输出端接集成运放构成的差分放大器，将双端输出变成单端输出，再经R0C0滤波网络输出，对于图7-8所示的鉴频电路的鉴频操作过程如下：首先测量鉴频器的静态工作点（与图7-3电路的静态工作点基本相同），精品文本

再调谐并联谐振回路，使其谐振（谐振频率fc10.7MHzMHz）。再从ux端输入fc10.7MHz，Ucpp40mV的载波（不接相移网络，uy0），调节平衡电位器RP 使载波抑制最佳u00。然后接入移相网络，输入调频波Us，其中心频率fc10.7MHz，Ucpp40mV，调制信号的频率f1KHz，最大频偏fmax75KHz，调节谐振回路C2使输出端获得的低频调制信号U0t的波形失真最小，幅度最大。 ｄ、鉴频特性曲线（S曲线）的测量方法 测量鉴频特性曲线的常用方法有逐点描迹法和扫频测量法 逐点描迹法的操作是：用高频信号发生器作为信号源加到鉴频器的输入端Us（见图7-8），先调节中心频率fc10.7MHz，输出幅度Ucpp40mV。鉴频器的输出端U0接数字万用表（置于“直流电压”档）测量输出电压U0值。（调谐并联谐振回路，使其谐振）。再改变高频信号发生器的输出频率（维持幅度不变），记下对应的输出电压U0值，并填入表7-1；最后根据表中测量值描绘S曲线。 扫频测量法的操作是：将扫频仪（如ＢＴ－３型）的输出信号加到鉴频器的输入端Us，扫频仪的检波探头电缆换成夹子电缆线接到鉴频器的输出端U0，先调节ＢＴ－３的“频率偏移”、“输出衰减”和“Ｙ轴增益”等旋钮，使ＢＴ－３上直接显示出鉴频特性，利用“频标”可绘出Ｓ曲线。调节谐振回路电容C2，平衡电位器ＲＰ可改变Ｓ曲线的斜率和对称性。 表7-1 鉴频特性曲线的测量值 f0/MH…… …… 10. 5 10.6 10.7 10.8 10.9 …… z U0/m V （4）混频 用模拟乘法器实现混频，只要ux端和uy端分别加上两个不同频率的信号，相差一中频如10.7MHz，再经过带通滤波器取出中频信号，其原理方框图如图7-10所示： 精品文本

图7-10 混频原理框图 若uxtVscoswst uytsV0cosw0t 则uctKVsV0coswstcosw0t 1KVsV0cosw0wstcosw0wst 2 图 7-11 MC1496构成的混频器 经带通滤波器后，取差频 V0t1KVsV0cosw0wst w0wswi为某中频频率。 2由MC1496模拟乘法器构成的混频器电路如图7-11所示 其中ux端输入信号uc10.7MHz。uy端输入信号us10.245MHz的信号，输出端接有带通滤波器LC。 五、实验步骤 参照附图G6，在主箱上正确插好乘法器模块，对照乘法器模块部分，正确连接电路电源线，＋12V孔接+12V， －12V孔接－12V，GND接GND（从电源部分±12V和GND插孔用连接线精品文本

接入），接上电源通电(若正确连接了,扩展板上的电源指示灯将会亮)。 1、混频器实验 连接好跳线J12、J13、J15、J19、J110（此时J11、J14、J16、J17、J18应断开），组成由mc1496构成的混频器电路。 （1）开关K1、K2向右拨。 （2）输入Uc ，Uc为10.7MHz的载波信号,大小为Vpp300mV（由高频信号源提供，参考高频信号源使用），从TP6处输入。 us10.245MHz，由正弦振荡单元电路产生（晶体振荡，参考正弦振荡单元），从TP8处输入。 用示波器和频率计在TT11处观察输出波形，输出信号频率应为455KHz。 2、平衡调幅实验 参考附图G6，断开J12、J13、J15、J19，J110连接好J11、J14、J16、J17、J18，组成由mc1496构成的平衡调幅电路。 （1）产生抑制载波振幅调制 在ux端（TP6处）输入fc10.7MHz的载波（由高频信号源提供，参考高频信号源使用），Ucpp150mV；uy端（TP7处）输入f1KHz信号，使Upp200mV为零，调节可调电阻W1，使在TT11处测试的信号u00（此时u4u1）。逐渐增大Upp（最大峰值为1V，太大会失真），直至出现抑制载波的调幅信号出现（用示波器在TT11处测试）。在实验过程中应微调输入信号，以得到最好的输出波形。 （注：此调幅波作为同步检波部分的调幅波输入信号。） （2）产生有载波振幅调制信号 在步骤1）的基础上调节W1，使输出信号中有载波存在，则输出有载波的振幅调制信号。 3、同步检波实验 参考附图G6，连接J22、J25，断开J21、J23、J24、J26，组成由mc1496构成的同步检波电路。 （1）开关K1、K2向右拨。 （2)从TP3处输入10.7MHz的载波，由高频信号源部分提供（此信号与平衡调制实验中的载波信号为同一信号），使us0，调W2使在TT21处观察的信号近似为0，在uy端输入由平衡调制实验中产生的抑制载波调幅信号，即将TT11与TP5连接（TT11输出调幅波），这时从TT21处用示波器应能观察到Ut的波形，微调W2可使输出波形幅度增大，波形失真减小。信号大小在实验过程中应微调，以保证输出信号最好 4、鉴频实验 参考附图G6，断开J22、J24、J26，连接好J21、J23、J25，组成由mc1496构成的鉴频电路。 （1）开关K1、K2向右拨。 （2）从TP4处输入已调调频波（此调频波信号由高频信号源单元提供，参考高频信号源的使用）载波Vpp300mV左右，调制信号Vpp250mV~600mV。用示波器从TT21精品文本

处可以观察到输出的低频调制信号Ut。如果信号失真，可调节可调节W2以及可调电容CC1，最后再微调调制信号及载波，使输出信号最大且不失真。 （3）(选做)用BT-3扫频仪测绘鉴频特性曲线。 六、实验记录 1.混频 INI1输入f=10.7MHZ，峰峰值300MV载波信号 INI3输入信号，f=10.245MHZ，峰峰值300MV的正弦波 精品文本

TT11，f=455kHZ峰峰值300MV正弦波信号 2、调幅 INI2输入载波信号，f=1KHz 峰峰值1V 正弦波信号 有载波的调幅波 精品文本

抑制载波调幅波 3、同步检波 乘法器调幅部分 4、鉴频 正弦波调制信号 精品文本

七、心得体会 1．实验过程中遇到的问题及解决方法 2．收获 集成模拟乘法器是完成两个模拟量（电压或电流）相乘的电子器件。在高频电子线路中，振幅调制、同步检波、混频、倍频、鉴频、鉴相等调制与解调的过程，均可视为两个信号相乘或包含相乘的过程。采用集成模拟乘法器实现上述功能比采用分立器件如二极管和三极管要简单的多，而且性能优越。